Circuit convertidor de CC a CC de gran potència: variable de 12 V a 30 V

El missatge explica com fer un circuit de conversió d’alimentació de CC a CC d’alta potència que augmentarà un corrent continu de 12 V fins a qualsevol nivell superior fins a un màxim de 30 V, i a una velocitat de corrent de 3 amp. Aquesta sortida de corrent elevat es pot millorar encara millorant adequadament les especificacions del manòmetre de filferro inductor.

Una altra gran característica d’aquest convertidor és que la sortida es pot variar linealment mitjançant un potenciòmetre, des del rang mínim possible fins al màxim.

Indroducció

Convertidors DC-DC destinats a augmentar la tensió de la bateria del cotxe sovint es configuren al voltant d’un tipus de font d’alimentació en mode commutat (SMPSU) o d’un multivibrador de potència, que condueix un transformador.

El convertidor de potència explicat en aquest article fa servir el dispositiu Circuit integrat TL 497A de Texas Instruments . Aquest CI particular facilita una regulació de la tensió excel·lent amb un mínim soroll de sortida que s’aconsegueix amb força comoditat i, a més, garanteix un alt rendiment de conversió.

Com funciona el circuit

El convertidor detallat aquí utilitza un fitxer topologia flyback . La teoria flyback sembla ser la tècnica més adequada i funcional per obtenir una tensió de sortida immediata originada a partir d’una tensió d’entrada directa més baixa.

El component principal de commutació del convertidor és en realitat un transistor SIPMOS de potència T1 (vegeu la figura 1). Durant el seu període de conducció, el corrent que passa per L1 augmenta exponencialment amb el temps.

Durant el temps d'encesa del cicle de commutació, l'inductor emmagatzema l'energia magnètica induïda.

Tan bon punt s’apaga el transistor, l’inductor reverteix l’energia magnètica emmagatzemada, convertint-la en un corrent elèctric a través de la càrrega connectada mitjançant D1.

Durant aquest procediment, és crucial assegurar-se que el transistor continua apagat durant el període mentre el camp magnètic de l’inductor decau a zero.

En cas que aquesta condició no s’implementi, el corrent a través de l’inductor s’eleva fins al nivell de saturació. Posteriorment, un efecte d’allau provoca que el corrent es maximitzi força ràpidament.

No s'ha de permetre que el relatiu control del transistor activi el temps d'ACTIVACIÓ, o el factor de treball, que arribi al nivell d'unitat. El factor de treball màxim permès es basa, en diversos altres aspectes, al voltant de la tensió de sortida.

Això es deu al fet que decideix la velocitat de decadència de la intensitat del camp magnètic. La potència de sortida més alta que es podria aconseguir des del convertidor està determinada pel màxim pic de corrent permès processat per l’inductor i la freqüència de commutació del senyal de conducció.

Els elements de restricció aquí són principalment l’instant de saturació i els índexs màxims tolerables de l’inductor per a les pèrdues de coure, així com el pic de corrent a través del transistor de commutació (no us oblideu que la pujada d’un nivell d’energia elèctrica específica arriba a la sortida durant cada commutació pols).

Ús de l’IC TL497A per al PWM

El funcionament d’aquest CI no és gens tradicional, cosa que es podria entendre a partir d’una breu explicació a continuació. A diferència de la implementació convencional de CI de controlador SMPSU de factor de treball variable, el TL497A està certificat com a dispositiu de freqüència ajustable a temps fix.

Per tant, el factor de treball es controla mitjançant l'ajust de freqüència per garantir una tensió de sortida constant.

Aquest enfocament fa realitat un circuit força senzill, però, proporciona la desavantatge de la freqüència de commutació que aconsegueix un rang inferior que pot ser audible per a l’oïda humana per a càrregues que treballen amb un corrent inferior.

En realitat, la freqüència de commutació és inferior a 1 Hz un cop eliminada la càrrega del convertidor. Els clics lents audibles a causa dels polsos de càrrega connectats als condensadors de sortida per mantenir una tensió de sortida fixa.

Quan no hi ha cap càrrega connectada, els condensadors de sortida tendeixen, evidentment, a descarregar-se gradualment a través de la resistència de detecció de tensió.

L'oscil·lador intern puntual de l'IC TL497A és constant i el decideix C1. L'oscil·lador es podria desactivar en tres mètodes:

• 1r, quan la tensió del pin 1 augmenta més enllà de la tensió de referència (1,2 V)
• 2n, quan el corrent inductor supera un valor específic més alt
• I en tercer lloc, mitjançant l'entrada d'inhibició (encara que no s'utilitza en aquest circuit).

Mentre es troba en un procés de treball estàndard, l’oscil·lador intern permet la commutació de T1 de manera que el corrent d’inductor augmenti linealment.

Quan s’apaga T1, l’energia magnètica acumulada a l’interior de l’inductor es retrocedeix a través del condensador que es carrega a través d’aquesta energia emf posterior.

La tensió de sortida, juntament amb la tensió del pin 1 de l’IC TL497A, augmenta lleugerament, cosa que fa que l’oscil·lador es desactivi. Això continua fins que la tensió de sortida ha caigut a un nivell significativament inferior. Aquesta tècnica s'executa de manera cíclica, pel que fa a suposicions teòriques.

Tanmateix, en una disposició que utilitza components reals, l’augment de la tensió induït amb la càrrega dels condensadors en un únic interval d’oscil·lador és en realitat tan petit que l’oscil·lador es manté activat fins que el corrent d’inductor aconsegueix el valor més alt, tal com determinen els components R2 i R3 (la caiguda de tensió al voltant de R1 i R3 sol ser de 0,7 V en aquest punt).

L'increment gradual del corrent, tal com s'indica a la figura 2b, es deu al factor de treball del senyal de l'oscil·lador que és superior a 0,5.

Tan bon punt s’assoleix el corrent òptim assolit, l’oscil·lador es desactiva, cosa que permet a l’inductor transferir la seva energia a través dels condensadors.

En aquesta situació particular, la tensió de sortida es dispara fins a una magnitud que és elevada per assegurar que l’oscil·lador s’apaga mitjançant el pin IC 1. La tensió de sortida ara cau ràpidament, de manera que un cicle de càrrega nou pot iniciar-se i repetir-se. El procediment.

No obstant això, malauradament, els procediments de commutació comentats anteriorment es combinaran amb pèrdues comparativament grans.

En una implementació de la vida real, es pot solucionar aquest problema configurant el temps puntual (mitjançant C1) prou elevat per assegurar-se que el corrent a través de l’inductor no s’estengui mai fins al nivell més alt en un únic interval d’oscil·lador (vegeu la figura 3).

El remei en aquests casos pot ser la incorporació d’un inductor sense aire, que presenta una autoinductància raonablement mínima.

Característiques de la forma d'ona

Els gràfics de temps de la figura 3 mostren formes d'ona de senyal en els factors clau del circuit. L'oscil·lador principal dins del TL497A funciona amb una freqüència reduïda (per sota de I Hz quan no hi ha càrrega a la sortida del convertidor).

El temps instantani durant l’engegada, indicat com a pols rectangular a la figura 3a, depèn del valor del condensador C1. El temps d’apagada s’estableix pel corrent de càrrega. Durant la commutació puntual, el transistor T1 s’encén provocant un augment del corrent d’inductor (figura 3b).

Durant el període de temps d’APAGAMENT posterior al pols de corrent, l’inductor funciona com una font de corrent.

El TL497A analitza la tensió de sortida atenuada al pin 1 amb la seva tensió de referència interna d’1,2 V. En cas que la tensió avaluada sigui inferior a la tensió de referència, T1 es polaritza més de manera que l’inductor emmagatzemi adequadament l’energia.

Aquests cicles de càrrega i descàrrega repetits desencadenen un cert nivell de tensió d'ondulació a través dels condensadors de sortida (figura 3c). L'opció de retroalimentació permet ajustar la freqüència de l'oscil·lador per garantir la millor compensació possible dels dèficits de tensió causats pel corrent de càrrega.

El diagrama de polsos de temps de la figura 3d revela un moviment substancial de la tensió de drenatge a causa del factor Q (qualitat) relativament elevat de l’inductor.

Tot i que les oscil·lacions per ondulació perdudes normalment no afecten el funcionament regular d’aquest convertidor de potència de CC a CC, aquestes es podrien suprimir mitjançant una resistència paral·lela d’1 k a través de l’inductor.

Consideracions pràctiques

Normalment, es desenvolupa un circuit SMPS per aconseguir un corrent de sortida màxim en lloc d’un corrent de sortida en repòs.

L'elevada eficiència juntament amb un voltatge de sortida constant juntament amb una ondulació mínima es converteixen en els objectius clau del disseny. En general, les funcions de regulació de càrrega d’un SMPS basat en flyback gairebé no ofereixen motius de preocupació.

Al llarg de cada cicle de commutació, la relació d'encès / apagat o el cicle de treball es redueixen en relació amb el corrent de càrrega, per tal que la tensió de sortida continuï sent relativament estable tot i les fluctuacions substancials del corrent de càrrega.

L’escenari sembla lleugerament diferent pel que fa a l’eficiència general. Un convertidor intensiu basat en la topologia flyback sol produir pics de corrent força importants, que poden provocar pèrdues importants d’energia (no oblideu que la potència augmenta exponencialment a mesura que augmenta el corrent).

En el funcionament de la vida real, però, el circuit convertidor de CC a CC d’alta potència recomanat proporciona una eficiència general superior al 70% amb un corrent de sortida òptim, i això sembla bastant impressionant pel que fa a la simplicitat del disseny.

Això, en conseqüència, exigeix ​​que s'alimenti en saturació, cosa que comporta un temps d'apagat raonablement ampliat. Naturalment, com més temps requereixi que el transistor talli el corrent d’inductor, menor serà l’eficiència global del disseny.

De manera força poc convencional, el MOSFET BUZ10 es commuta a través del pin 11 de la sortida de prova de l’oscil·lador, en lloc del transistor de sortida intern.

El díode D1 és un altre component crucial dins del circuit. Les necessitats d'aquesta unitat són un potencial per suportar pics de corrent elevats i una lenta caiguda cap endavant. El tipus B5V79 compleix tots aquests requisits i no s’ha de substituir per cap altra variant.

Tornant al diagrama del circuit principal de la figura 1, cal tenir en compte que les màximes de corrent de 15-20 A no solen ser anormals al circuit. Per evitar problemes que es produeixin amb bateries amb una resistència interna comparativament més alta, el condensador C4 s’introdueix com una memòria intermèdia a l’entrada del convertidor.

Tenint en compte que els condensadors de sortida són carregats pel convertidor a través d’impulsos ràpids, com ara pics de corrent, hi ha un parell de condensadors connectats en paral·lel per assegurar-se que la capacitat d’execució es mantingui el mínim possible.

El convertidor de potència de CC a CC en realitat no inclou cap protecció contra curtcircuits. El curtcircuit dels terminals de sortida serà exactament igual que el curtcircuit de la bateria a través de D1 i L1. És possible que l’autoinductància de L1 no sigui prou elevada com per restringir el corrent durant el període necessari per fer saltar un fusible.

Detalls constructius de l’inductor

L1 es crea bobinant 33 voltes i mitja de filferro de coure esmaltat. La figura 5 mostra les proporcions. La majoria de les empreses proporcionen filferro de coure esmaltat sobre un rotlle d’ABS, que normalment funciona com el primer per construir l’inductor.

Traieu un parell de forats de 2 mm a la vora inferior per lliscar els cables de l’inductor. Un dels forats estarà a prop del cilindre i l’altre a la circumferència exterior del primer.

Pot ser que no sigui útil considerar filferros gruixuts per construir l’inductor, a causa del fenomen de l’efecte pell, que provoca el desplaçament dels portadors de càrrega al llarg de la superfície exterior del filferro o la pell del filferro. Això s'hauria d'avaluar pel que fa a la magnitud de les freqüències emprades al convertidor.

Per garantir una resistència mínima dins de la inductància necessària, s’aconsella treballar amb un parell de cables de 1 mm de diàmetre, o fins i tot 3 o 4 cables de 0,8 mm de diàmetre.

Aproximadament tres cables de 0,8 min ens permetran obtenir una dimensió total que pot ser aproximadament idèntica a dos cables de 1 mm, tot i que proporciona una superfície efectiva del 20% més alta.

L'inductor està fortament enrotllat i es podria segellar amb un compost adequat a base de resina o epoxi per controlar o suprimir la fuga de soroll audible (recordeu que la freqüència d'operació està dins del rang audible).

Construcció i alineació

A continuació es presenta la placa de circuit imprès o el disseny de PCB destinat al circuit convertidor de CC de gran potència proposat.

Cal tenir en compte alguns factors constructius. Les resistències R2 i R3 poden escalfar-se força i, per tant, s'han d'instal·lar a uns pocs mm elevats sobre la superfície del PCB.

El corrent màxim que es mou mitjançant aquestes resistències podria arribar fins a 15 A.

El Power-FET també s’escalfarà substancialment i requerirà un dissipador de calor de mida raonable i el kit d’aïllament de mica estàndard.

És possible que el díode funcioni sense refredar-se, tot i que es pot fixar idealment sobre un dissipador de calor comú que s’utilitza per a l’alimentació FET (recordeu aïllar els dispositius elèctricament). Mentre funciona normalment, l’inductor pot mostrar una bona quantitat d’escalfament.

S'han d'incorporar connectors i cables de gran resistència a l'entrada i sortida d'aquest convertidor. La bateria està protegida amb un fusible d’acció retardada de 16 A introduït a la línia de subministrament d’entrada.

Compte amb el fet que el fusible no proporcionarà cap protecció al convertidor durant els curtcircuits de sortida. El circuit és bastant fàcil d’instal·lar i es pot fer de la següent manera:

Ajusteu R1 per aconseguir la tensió de sortida prevista que oscil·li entre 20 i 30 V. La tensió de sortida es pot reduir per sota d’aquesta, tot i que no pot ser inferior a la tensió d’entrada.

Això es pot fer inserint una resistència més petita en lloc de R4. Es pot esperar que el corrent de sortida més alt sigui aproximadament de 3 A.

Llista de peces