Com dissenyar un convertidor Flyback: tutorial complet

Proveu El Nostre Instrument Per Eliminar Problemes





Una configuració flyback és la topologia preferida en els dissenys d'aplicacions SMPS, principalment perquè garanteix un aïllament complet de la sortida de corrent continu de la xarxa de corrent d'entrada d'entrada. Altres característiques inclouen un baix cost de fabricació, un disseny més senzill i una implementació senzilla. La versió DCM de baix corrent dels convertidors flyback que inclouen una especificació de sortida inferior a 50 watts és més àmpliament utilitzada que les contraparts més altes de gran corrent.

Aprenem els detalls amb una explicació completa a través dels següents paràgrafs:



Guia integral de disseny per a convertidors DCM Flyback de freqüència fixa fora de línia

Modes d’operacions Flyback: DCM i CCM

A continuació veiem el disseny esquemàtic fonamental d’un convertidor flyback. Les seccions principals d’aquest disseny són el transformador, el mosfet Q1 de potència de commutació al costat primari, el rectificador de pont al costat secundari D1, un condensador de filtre per suavitzar la sortida de D1 i una etapa de controlador PWM que pot ser un circuit controlat per IC.

configuració bàsica de flyback

Aquest tipus de disseny de flyback podria tenir un funcionament CCM (mode de conducció contínua) o DCM (mode de conducció discontínua) basat en la configuració de la potència MOSFET T1.



Bàsicament, en mode DCM tenim tota l’energia elèctrica emmagatzemada al transformador primari transferida pel costat secundari cada vegada que el MOSFET s’apaga durant els seus cicles de commutació (també anomenat període de retrocés), cosa que porta al corrent del costat primari a assolir un potencial zero. abans que T1 pugui tornar a engegar-se en el proper cicle de commutació.

En el mode CCM, l'energia elèctrica emmagatzemada a la primària no té l'oportunitat de ser totalment transferida o induïda a través de la secundària.

Això es deu al fet que cadascun dels polsos de commutació posteriors del controlador PWM activen T1 abans que el transformador hagi transferit tota la seva energia emmagatzemada a la càrrega. Això implica que el corrent de retrocés (ILPK i ISEC) mai no es permet assolir el potencial zero durant cadascun dels cicles de commutació.

Podem presenciar la diferència entre els dos modes de funcionament en el següent diagrama a través dels patrons de formes d’ona actuals a través de la secció primària i secundària del transformador.

Formes d

Tant els modes DCM com CCM tenen els seus avantatges específics, que es poden aprendre de la taula següent:

comparant modes DCM vs CCM

En comparació amb CCM, el circuit de mode DCM exigeix ​​majors nivells de corrent pic per garantir una potència òptima a través del costat secundari del transformador. Al seu torn, això exigeix ​​que el costat principal es classifiqui en un corrent RMS més elevat, cosa que significa que el MOSFET s’ha de classificar en el rang superior especificat.

En els casos en què es requereix que el disseny es construeixi amb un rang limitat de corrent d’entrada i components, normalment se selecciona un fyback en mode CCM, que permet al disseny emprar un condensador de filtre relativament més petit i una menor pèrdua de conducció al MOSFET i al transformador).

El CCM es fa favorable per a condicions en què el voltatge d'entrada és inferior, mentre que el corrent és més alt (més de 6 amperes), dissenys que es poden classificar per funcionar amb més Potència de 50 watts , tret de les sortides a 5V, en què les especificacions de potència podrien ser inferiors a 50 watts.

La imatge superior indica la resposta actual al costat principal dels modes flyback i la relació corresponent entre les seves formes d’ona triangulars i trapezoïdals.

IA a la forma d’ona triangular indica el punt d’inicialització mínim que es pot veure com zero, al començament del període d’encès del MOSFET, i també un nivell de pic actual més alt persistent al bobinatge primari del transformador en el moment en què el MOSFET es torna a engegar, durant el mode d'operació CCM.

IB es pot percebre com el punt final de la magnitud actual mentre que el mosfet l'interruptor està activat (interval de tones).

El valor de corrent normalitzat IRMS es pot veure com la funció del factor K (IA / IB) sobre l'eix Y.

Es pot utilitzar com a multiplicador sempre que calgui calcular les pèrdues resistives per a un nombre assortit de formes d'ona en referència a una forma d'ona trapezoïdal que té una forma d'ona superior plana.

Això també demostra les pèrdues extra inevitables de conducció de CC del bobinatge del transformador i dels transistors o díodes com a funció de forma d'ona de corrent. Utilitzant aquests consells, el dissenyador serà capaç de prevenir fins a un 10 a un 15% de pèrdues de conducció amb un disseny de convertidors tan ben calculat.

Tenir en compte els criteris anteriors pot esdevenir significativament crucial per a aplicacions dissenyades per manejar corrents RMS elevats i exigir una eficiència òptima com a característiques clau.

Pot ser possible eliminar les pèrdues de coure addicionals, tot i que això pot exigir una formidable mida del nucli per adaptar-se a la superfície essencial de la finestra de bobinatge més gran, en contrast amb situacions en què només les especificacions bàsiques esdevenen crucials.

Com hem entès fins ara, un mode d’operació DCM permet l’ús d’un transformador de mida inferior, posseeix una resposta transitòria més gran i funciona amb pèrdues de commutació mínimes.

Per tant, aquest mode es fa molt recomanable per a circuits de retrocés especificats per a tensions de sortida més altes amb requisits d'amperes relativament baixos.

Tot i que pot ser possible dissenyar un convertidor flyback que funcioni amb els modes DCM i CCM, cal recordar que durant la transició del mode DCM al mode CCM, aquesta funció de canvi es transforma en una operació de 2 pols, donant lloc a impedància per al convertidor.

Aquesta situació fa imprescindible incorporar estratègies de disseny addicionals, inclosos diversos bucles (retroalimentació) i compensació de pendent respecte al sistema de bucle de corrent interior. Pràcticament això implica que hem d'assegurar-nos que el convertidor estigui dissenyat principalment per a un mode CCM, però que sigui capaç de treballar amb el mode DCM quan s'utilitzen càrregues més lleugeres a la sortida.

Pot ser interessant saber que, mitjançant l’ús de models de transformadors avançats, pot ser possible millorar un convertidor CCM mitjançant una regulació de càrrega més neta i lleugera, així com una regulació creuada elevada en un ampli rang de càrrega a través d’un transformador escalonat.

En aquests casos, s’aplica un petit buit del nucli mitjançant la inserció d’un element extern, com ara una cinta d’aïllament o un paper, per tal d’induir una inductància elevada inicialment i també permetre el funcionament CCM amb càrregues més lleugeres. En parlarem amb deteniment alguna altra vegada sobre els meus articles posteriors.

Amb unes característiques de mode DCM tan versàtils, no és estrany que es converteixi en l'elecció popular sempre que cal dissenyar un SMPS sense problemes, eficient i de baix consum.

A continuació, aprendrem les instruccions pas a pas sobre com dissenyar un convertidor flyback en mode DCM.

Equacions de disseny de Flyback de DCM i requisits de decisió seqüencial

Pas 1:
Avalueu i estimeu els vostres requisits de disseny. Tots Disseny SMPS ha de començar avaluant i determinant les especificacions del sistema. Haureu de definir i assignar els paràmetres següents:

especificacions d

Sabem que el paràmetre d’eficiència és el crucial que s’ha de decidir primer, la manera més senzilla és fer un objectiu d’entre el 75% i el 80%, encara que el vostre disseny sigui de baix cost. La freqüència de commutació denotada com

Fsw generalment s’ha de comprometre mentre s’obté el màxim de la mida del transformador i les pèrdues ocasionades pel canvi i l’EMI. La qual cosa implica que cal decidir sobre una freqüència de commutació com a mínim inferior a 150 kHz. Normalment, es pot seleccionar entre un rang de 50kHz i 100kHz.

A més, en cas que calgui incloure més d'una sortida per al disseny, caldrà ajustar el valor de potència màxim Pout com a valor combinat de les dues sortides.

Pot ser interessant saber que fins als darrers temps els dissenys convencionals SMPS més populars solien tenir el mosfet i el Controlador de commutació PWM com a dues etapes diferents aïllades, integrades juntes en un disseny de PCB, però actualment en les modernes unitats SMPS aquestes dues etapes es poden trobar incrustades dins d’un paquet i fabricades com a circuits integrats simples.

Principalment, els paràmetres que normalment es consideren en dissenyar un convertidor SMPS flyback són: 1) L’aplicació o les especificacions de càrrega, 2) Cost 3) Potència en espera i 4) Funcions de protecció addicionals.

Quan s’utilitzen circuits integrats integrats, les coses solen ser molt més fàcils, ja que només cal calcular el transformador i alguns components passius externs per dissenyar un convertidor de retrocés òptim.

Vegem els detalls sobre els càlculs implicats per dissenyar un SMPS descarat.

Càlcul del condensador d'entrada Cin i del rang de tensió CC d'entrada

Depenent de les especificacions de tensió i potència d’entrada, la regla estàndard per seleccionar Cin, que també es coneix com a condensador d’enllaç continu, es pot aprendre de les següents explicacions:

Cin recomanat per entrada de watt

Per tal d'assegurar una àmplia gamma d'operacions, es pot triar un valor de 2uF per watt o superior per a un condensador d'enllaç de CC, que us permetrà tenir un bon rang de qualitat per a aquest component.

A continuació, pot ser necessari determinar el voltatge d'entrada CC mínim que es pot obtenir resolent:

Fórmula del condensador d

Quan la descàrrega es converteix en la relació de treball del condensador d'enllaç de CC, que pot ser aproximadament de 0,2

Tensió màxima mínima del condensador d’enllaç continu

A la figura anterior podem visualitzar la tensió del condensador d’enllaç continu. Com es mostra, la tensió d'entrada sorgeix durant la màxima potència de sortida i la tensió CA d'entrada mínima, mentre que la tensió màxima d'entrada CC sorgeix durant la potència d'entrada mínima (absència de càrrega) i durant la tensió CA d'entrada màxima.

En condicions sense càrrega, podem veure una tensió màxima d’entrada de CC, durant la qual el condensador es carrega al nivell màxim de la tensió d’entrada de CA, i aquests valors es poden expressar amb la següent equació:

Equació del condensador d

Pas 3:

Avaluant la tensió VR induïda per Flyback i la tensió màxima de tensió al MOSFET VDS. La tensió VR induïda per Flyback es podria entendre com la tensió induïda a través del costat primari del transformador quan el mosfet Q1 està en estat d’APAGADA apagat.

La funció anterior afecta al seu torn la classificació VDS màxima del mosfet, que es pot confirmar i identificar resolent la següent equació:

valor VDS màxim del mosfet

On, Vspike és el pic de tensió generat a causa de la inductància de fuites del transformador.

Per començar, es pot obtenir un 30% de Vspike de VDSmax.

La llista següent ens indica la quantitat de tensió reflectida o de tensió induïda que es pot recomanar per a un MOSFET nominal de 650V a 800V i que tingui un valor límit inicial VR inferior a 100V per a un ampli rang de voltatge d'entrada esperat.

Es pot recomanar tensió reflectida o induïda per a 650V a 800V

Escollir la VR adequada pot ser una ganga entre el nivell de tensió de tensió sobre el rectificador secundari i les especificacions del mosfet lateral principal.

Si la VR es selecciona molt alt mitjançant una relació de girs augmentada, donaria lloc a un VDSmax més gran, però un nivell més baix de tensió de tensió al díode lateral secundari.

I si la RV es selecciona massa petita mitjançant una relació de gir més petita, el VDSmax seria més petit, però es traduiria en un augment del nivell de tensió del díode secundari.

Un VDSmax de costat primari més gran asseguraria no només un nivell d’estrès inferior al díode secundari secundari i una reducció del corrent primari, sinó que també permetria implementar un disseny rendible.

Flyback amb mode DCM

Com es calcula Dmax en funció de Vreflected i Vinmin

Es pot esperar un cicle de treball màxim en casos de VDCmin. Per a aquesta situació, podem dissenyar el transformador al llarg dels llindars de DCM i CCM. En aquest cas, el cicle de treball es podria presentar com:

cicle de treball màxim de VDCmin

Pas 4:

Com es calcula el corrent d’inductància primària

En aquest pas calcularem la inductància primària i el corrent màxim primari.

Les fórmules següents es podrien utilitzar per identificar el pic principal actual:

identificació del corrent de pic primari flyback

Un cop aconseguit l’anterior, podem seguir endavant i calcular la inductància primària mitjançant la fórmula següent, dins dels límits màxims del cicle de treball.

calcula la inductància primària de flyback

S’ha de tenir precaució pel que fa al flyback, no ha d’entrar al mode CCM a causa de cap forma d’excés de càrrega, i s’hauria de tenir en compte aquesta especificació de potència màxima mentre es calcula Poutmax a l’equació # 5. L'esmentada condició també es pot produir en cas que s'incrementi la inductància per sobre del valor Lprimax, per tant, preneu-ne nota.

Pas 5 :

Com seleccionar el grau i la mida del nucli òptim:

Podria semblar bastant intimidant mentre seleccioneu l’especificació i l’estructura bàsiques adequades si esteu dissenyant un flyback per primera vegada. Atès que això pot implicar un nombre important de factors i variables a tenir en compte. Alguns d'aquests que poden ser crucials són la geometria del nucli (per exemple, nucli EE / nucli RM / nucli PQ, etc.), la dimensió del nucli (per exemple, EE19, RM8 PQ20, etc.) i el material del nucli (per exemple, 3C96. TP4, 3F3 etc).

Si no teniu idea de com procedir amb les especificacions anteriors, una manera eficaç de contrarestar aquest problema podria ser referir-vos a guia de selecció bàsica estàndard pel fabricant del nucli, o també podeu ajudar-vos a la taula següent, que us proporciona aproximadament les dimensions del nucli estàndard mentre es dissenya un flyback DCM de 65 kHz, en referència a la potència de sortida.

seleccionant la mida del nucli per a un convertidor flyback

Un cop hàgiu acabat de seleccionar la mida del nucli, és hora de seleccionar la bobina correcta, que es podria adquirir segons el full de dades del nucli. És possible que també s’hagi de considerar com a disseny preferit propietats addicionals de la bobina, com ara el nombre de pins, muntatge en PCB o SMD, posicionament horitzontal o vertical.

El material del nucli també és crucial i s’ha de seleccionar en funció de la freqüència, la densitat de flux magnètic i les pèrdues del nucli.

Per començar, podeu provar variants amb el nom 3F3, 3C96 o TP4A; recordeu que els noms del material bàsic disponible poden ser diferents per a tipus idèntics en funció del fabricant en particular.

Com es calculen els revolts o sinuositats mínimes primàries

On el terme Bmax significa la densitat de flux màxima operativa, Lpri us parla de la inductància primària, Ipri es converteix en el corrent màxim primari, mentre que Ae identifica l’àrea de la secció transversal del tipus de nucli seleccionat.

Cal recordar que el Bmax mai no s’ha de permetre superar la densitat de flux saturant (Bsat) tal com s’especifica a la fitxa tècnica del material bàsic. És possible que trobeu lleugeres variacions en Bsat per als nuclis de ferrita en funció d’especificacions com el tipus de material i la temperatura, però la majoria tindran un valor proper als 400 mT.

Si no trobeu dades de referència detallades, podeu anar amb un Bmax de 300 mT. Tot i que seleccionar una Bmax més alta pot ajudar a reduir el nombre de girs primaris i una conducció inferior, la pèrdua del nucli pot augmentar significativament. Intenteu optimitzar entre els valors d’aquests paràmetres, de manera que la pèrdua de nucli i la de coure es mantinguin dins d’uns límits acceptables.

Pas 6:

Com es calcula el nombre de voltes per a la sortida secundària principal (Ns) i les sortides auxiliars diverses (Naux)

Per tal de determinar els girs secundaris primer hem de trobar la relació de gir (n), que es pot calcular mitjançant la fórmula següent:

Calculeu el nombre de voltes per a la sortida secundària principal (Ns) i les sortides auxiliars diverses (Naux)

On Np és el número principal de voltes i Ns és el nombre secundari de voltes, Vout significa la tensió de sortida i VD ens indica la caiguda de tensió del díode secundari.

Per calcular els girs de les sortides auxiliars per a un valor Vcc desitjat, es pot utilitzar la fórmula següent:

calculant els girs de les sortides auxiliars

Un bobinatge auxiliar esdevé crucial en tots els convertidors flyback per subministrar el subministrament inicial inicial al circuit de control. Aquest VCC d'alimentació s'utilitza normalment per alimentar l'IC de commutació al costat primari i es pot fixar segons el valor que es dóna al full de dades de l'IC. Si el càlcul dóna un valor que no és enter, simplement arrodoneu-lo utilitzant el valor enter superior just a sobre d'aquest número que no és enter.

Com es calcula la mida del cable per al bobinatge de sortida seleccionat

Per calcular correctament les mides de filferro per als diversos bobinats, primer hem d’esbrinar l’especificació actual de RMS per al bobinatge individual.

Es pot fer amb les fórmules següents:

Com a punt de partida, es podria utilitzar una densitat de corrent de 150 a 400 mil circulars per amperi per determinar el calibre del cable. La taula següent mostra la referència per seleccionar el mesurador de filferro adequat mitjançant 200M / A, segons el valor actual del RMS. També us mostra el diàmetre del cable i l’aïllament bàsic per a una varietat de cables de coure super esmaltats.

indicador de fil recomanat per flyback basat en el RMS actual

Pas 8:

Tenint en compte la construcció del transformador i el disseny de bobinatge Iteració

Un cop hàgiu acabat de determinar els paràmetres del transformador comentats anteriorment, és crucial avaluar com ajustar la dimensió del cable i el nombre de voltes dins de la mida del nucli del transformador calculada i la bobina especificada. Per aconseguir-ho de manera òptima, es poden necessitar diverses iteracions o experimentacions per optimitzar l'especificació del nucli en referència a l'indicador de filferro i al nombre de voltes.

La següent figura indica la zona sinuosa d’un determinat Nucli EE . En referència al gruix del fil calculat i al nombre de voltes per al bobinatge individual, és possible estimar aproximadament si el bobinatge s’ajustarà a la zona de bobinatge disponible (w i h) o no. Si l’enrotllament no s’adapta, un dels paràmetres del nombre de voltes, l’indicador de filferro o la mida del nucli, o més d’un paràmetre, pot requerir una certa posada a punt fins que l’enrotllament s’adapti de manera òptima.

zona sinuosa per a un nucli EE determinat

El disseny del bobinat és crucial, ja que el rendiment de treball i la fiabilitat del transformador en depenen significativament. Es recomana utilitzar una disposició o una estructura de sandvitx per al bobinatge per tal de restringir les fuites d’inductància, tal com s’indica a la figura 5.

També per satisfer i complir les normes internacionals de seguretat, el disseny ha de tenir un abast d’aïllament suficient a les capes primàries i secundàries del bobinat. Això es pot assegurar utilitzant una estructura enrotllada al marge o mitjançant un cable secundari que tingui un triple cable aïllat, tal com es mostra a la figura respectiva següent

esquemes internacionals de bobinatge del transformador flyback

L’ús de cable aïllat triple per al bobinatge secundari es converteix en l’opció més fàcil per afirmar ràpidament les lleis internacionals de seguretat relatives als dissenys flyback SMPS. Tanmateix, aquests cables reforçats poden tenir un gruix una mica superior en comparació amb la variant normal que obliga al bobinatge a ocupar més espai i pot requerir un esforç addicional per acomodar-se dins de la bobina seleccionada.

Pas 9

Com dissenyar el circuit de pinça principal

En la seqüència de commutació, durant els períodes OFF del mosfet, se sotmet una pujada d’alta tensió en forma d’inductància de fuites a través del drenatge / font del mosfet, cosa que pot provocar un trencament de l’allau, que en última instància danyarà el mosfet.

Per contrarestar això, normalment es configura un circuit de subjecció a través del bobinatge primari, que limita instantàniament la pujada generada a un valor inferior segur.

Trobareu un parell de dissenys de circuits de subjecció que es poden incorporar a aquest efecte tal com es mostra a la figura següent.

circuit de pinça primària flyback

Es tracta de pinça RCD i pinça Diode / Zener, on aquesta última és molt més fàcil de configurar i implementar que la primera opció. En aquest circuit de pinça fem servir una combinació d’un díode rectificador i un díode Zener d’alta tensió com un TVS (supressor de tensió transitòria) per fixar la pujada de sobretensió.

La funció del Diodo Zener consisteix a retallar o limitar eficientment la pujada de tensió fins que la tensió de fuita es desplaci completament a través del díode Zener. L’avantatge d’una pinça Zener de díode és que el circuit s’activa i es fixa només quan el valor combinat de VR i Vspike supera l’especificació de ruptura del díode Zener i, al contrari, sempre que la punta estigui per sota de la ruptura de Zener o sigui un nivell segur, és possible que la pinça no s'activi, cosa que no permet dissipar la potència innecessàriament.

Com seleccionar la classificació del díode de subjecció / Zener

Ha de ser sempre el doble del valor de la tensió reflectida VR, o la tensió de punta suposada.
El díode rectificador hauria de ser una recuperació ultraràpida o un tipus de díode schottky amb una qualificació superior a la tensió màxima de l’enllaç de CC.

L’opció alternativa del tipus de subjecció RCD té l’inconvenient de frenar el dv / dt del MOSFET. Aquí el paràmetre de resistència de la resistència esdevé crucial alhora que limita la pujada de tensió. Si se selecciona un Rclamp de valor baix, milloraria la protecció contra pics, però podria augmentar la dissipació i malgastar energia. Per contra, si se selecciona un Rclamp de valor superior, això ajudaria a minimitzar la dissipació, però potser no seria tan eficaç suprimint els pics .

En referència a la figura anterior, per garantir VR = Vspike, es podria utilitzar la fórmula següent

Fórmula flyclock Rclamp

On Lleak significa la inductància del transformador i es podria trobar fent un curtcircuit a través del bobinatge secundari o, alternativament, es podria incorporar una regla de valor aplicant un 2 a un 4% del valor d’inductància principal.

En aquest cas, el condensador Cclamp hauria de ser substancialment gran per inhibir un augment de la tensió durant el període d'absorció de l'energia de fuita.

El valor de Cclamp es pot seleccionar entre 100pF a 4,7nF, l'energia emmagatzemada dins d'aquest condensador serà descarregada i actualitzada per Rclamp ràpidament durant el cicle de commutació eacj.

Pas 10

Com seleccionar el díode del rectificador de sortida

Es pot calcular mitjançant la fórmula que es mostra anteriorment.

Assegureu-vos de seleccionar les especificacions de manera que la tensió inversa màxima o el VRRM del díode no sigui inferior al 30% que el VRVdiode, i també assegureu-vos que l’especificació del corrent d’avanç de l’IF o de l’allau sigui un 50% més gran que l’IsecRMS. Preferiblement, busqueu un díode schottky per minimitzar les pèrdues de conducció.

Amb un circuit DCM, el corrent de pic de Flyback pot ser alt, per tant, intenteu seleccionar un díode amb una tensió directa inferior i unes especificacions de corrent relativament més altes, pel que fa al nivell d’eficiència desitjat.

Pas 11

Com seleccionar el valor del condensador de sortida

Selecció d'un condensador de sortida calculat correctament mentre que dissenyar un flyback pot ser extremadament crucial, perquè en una topologia de flyback no es disposa d’energia inductiva emmagatzemada entre el díode i el condensador, la qual cosa implica que cal calcular el valor del condensador tenint en compte 3 criteris importants:

1) Capacitat
2) ESR
3) RMS actual

El valor mínim possible es podria identificar depenent de la funció de voltatge de sortida de pic màxim a pic màxim acceptable, i es pot identificar mitjançant la següent fórmula:

On Ncp significa el nombre d’impulsos de rellotge lateral primari requerits per la retroalimentació del control per controlar el servei a partir dels valors màxim i mínim especificats. Normalment, això pot requerir entre 10 i 20 cicles de commutació.
Iout fa referència al corrent màxim de sortida (Iout = Poutmax / Vout).

Per identificar el valor RMS màxim per al condensador de sortida, utilitzeu la fórmula següent:

valor RMS màxim per al condensador de sortida

Per a una freqüència de commutació elevada especificada del flyback, el màxim pic de corrent des del costat secundari del transformador generarà una tensió d'ondulació corresponent, imposada a través de l'ESR equivalent del condensador de sortida. Tenint en compte això, s'ha d'assegurar que la qualificació ESRmax del condensador no excedeixi la capacitat de corrent d'ondulació acceptable especificada del condensador.

El disseny final pot incloure fonamentalment la tensió nominal desitjada i la capacitat de corrent ondulada del condensador, en funció de la proporció real de la tensió de sortida i el corrent seleccionats del flyback.

Assegureu-vos que el fitxer Valor ESR es determina a partir del full de dades en funció de la freqüència superior a 1 kHz, que normalment es pot suposar entre 10 kHz i 100 kHz.

Seria interessant assenyalar que un condensador solitari amb una especificació ESR baixa pot ser suficient per controlar la ondulació de la sortida. Podeu provar d’incloure un petit filtre LC per a corrents de pic més alts, especialment si el flyback està dissenyat per funcionar amb un mode DCM, cosa que pot garantir un control de tensió d’ondulació raonablement bo a la sortida.

Pas 12

Altres consideracions importants:

A) Com seleccionar la tensió i la corrent nominal per al rectificador de pont lateral principal.

Seleccioneu Voltatge i corrent nominal per al rectificador de pont lateral principal

Es pot fer mitjançant l'equació anterior.

En aquesta fórmula PF significa factor de potència de la font d'alimentació, podem aplicar 0,5 en cas que una referència adequada quedi fora de l'abast. Per al rectificador de pont, seleccioneu els díodes o el mòdul que tinguin un amplificador d'avantatge 2 vegades més que l'IACRMS. Per a la tensió nominal, es podria seleccionar a 600V per a una especificació màxima d’entrada de 400V CA.

B) Com seleccionar la resistència de detecció actual (Rsense):

Es pot calcular amb la següent equació. La resistència de detecció Rsense s’incorpora per interpretar la potència màxima a la sortida del flyback. El valor de Vcsth es podria determinar fent referència al full de dades del controlador IC, Ip (màx) significa el corrent principal.

C) Selecció del VCC del condensador:

Un òptim valor de la capacitat és crucial perquè el condensador d’entrada produeixi un període d’inici adequat. Normalment, qualsevol valor entre 22uF i 47uF funciona bé. Tanmateix, si se selecciona molt més baix, es pot provocar un 'bloqueig de baixa tensió' a l'IC del controlador, abans que el convertidor pugui desenvolupar Vcc. Per contra, un valor de capacitat més gran podria resultar en un retard indesitjable del temps d'inici del convertidor.

A més, assegureu-vos que aquest condensador sigui de la millor qualitat, que tingui molt bones especificacions de corrent ESR i corrent, al mateix temps que la sortida especificacions del condensador . Es recomana connectar un altre condensador de menor valor de l’ordre de 100 nF, paral·lel al condensador comentat anteriorment, i el més a prop possible dels pinouts Vcc / terra del IC del controlador.

D) Configuració del bucle de retroalimentació:

La compensació del bucle de retroalimentació esdevé important per aturar la generació d’oscil·lacions. La configuració de la compensació de bucle pot ser més senzilla per al mode de retrocés DCM que un CCM, a causa de l'absència de 'mig pla zero zero' a l'etapa de potència i, per tant, no es requereix cap compensació.

Configuració del bucle de retroalimentació de Flyback

Com s'ha indicat a la figura anterior, un RC senzill (Rcomp, Ccomp) es converteix en el suficient per mantenir una bona estabilitat al llarg del bucle. En general, es pot seleccionar el valor Rcomp entre 1K i 20K, mentre que Ccomp pot estar dins del rang de 100nF i 470pF.

D’aquesta manera es conclou la nostra elaborada discussió sobre com dissenyar i calcular un convertidor de flyback; si teniu suggeriments o preguntes, podeu fer-los arribar al següent quadre de comentaris; les vostres preguntes seran respostes al més aviat possible.

Cortesia: Infineon




Anterior: Indicador de nivell d'aigua sense fils ultrasònic: alimentat per energia solar Següent: Descripció del controlador PID