Com dissenyar circuits d'amplificadors de potència MOSFET: s'expliquen els paràmetres

Proveu El Nostre Instrument Per Eliminar Problemes





En aquest post discutim diversos paràmetres que s'han de tenir en compte en dissenyar un circuit d'amplificador de potència MOSFET. També analitzem la diferència entre els transistors de unió bipolar (BJT) i les característiques MOSFET i entenem per què els MOSFETS són més adequats i eficients per a aplicacions d'amplificadors de potència.

Aportat per Daniel Schultz



Visió general

Quan es dissenya un amplificador de potència es considera dins del rang de De 10 a 20 watts Normalment es prefereixen dissenys basats en circuits integrats o IC a causa de la seva mida elegant i el baix recompte de components.



No obstant això, per a rangs de potència més elevats, una configuració discreta es considera una opció molt millor, ja que ofereixen una major eficiència i flexibilitat per al dissenyador pel que fa a la selecció de potència.

Abans, els amplificadors de potència que utilitzaven parts discretes depenien dels transistors bipolars o dels BJT. Tanmateix, amb l 'arribada de MOSFET sofisticats Els BJT es van substituir lentament per aquests MOSFET avançats per aconseguir una potència de sortida extremadament alta i un espai increïblement limitat i reduir els PCB.

Tot i que els MOSFET poden semblar excessius per al disseny d’amplificadors de potència de mida mitjana, es poden aplicar eficaçment per a qualsevol mida i especificacions d’amplificador de potència.

Inconvenients d'utilitzar BJT en amplificadors de potència

Tot i que els dispositius bipolars funcionen molt bé en amplificadors de potència d’àudio de gamma alta, inclouen alguns desavantatges que en realitat van conduir a la introducció de dispositius avançats com els MOSFET.

Potser el major desavantatge dels transistors bipolars en les etapes de sortida de classe B és el fenomen conegut com a situació de fugida.

Els BJT inclouen un coeficient de temperatura positiu i això dóna lloc específicament a un fenomen anomenat fugida tèrmica, que provoca un potencial dany dels BJT de potència a causa del sobreescalfament.

La figura del costat esquerre mostra la configuració essencial d’un controlador de classe B estàndard i una etapa de sortida, que utilitza TR1 com una etapa de controlador d’emissor comú i Tr2 juntament amb Tr3 com a etapa de sortida de seguidor d’emissor complementari.

Comparació de la configuració de l’etapa de sortida de l’amplificador BJT contra MOSFET

Funció de la fase de sortida de l'amplificador

Per dissenyar un amplificador de potència de treball, és important configurar correctament la seva etapa de sortida.

L'objectiu de l'etapa de sortida és principalment proporcionar una amplificació de corrent (el guany de tensió no es mantingui més que la unitat) per tal que el circuit pugui subministrar els corrents de sortida elevats essencials per conduir un altaveu a un nivell de volum més alt.

  1. En referència al diagrama BJT del costat esquerre anterior, Tr2 funciona com una font de corrent de sortida durant els cicles de sortida positiva mentre que Tr3 subministra el corrent de sortida durant els semicicles negatius de sortida.
  2. La càrrega bàsica del col·lector per a una etapa de control BJT està dissenyada amb una font de corrent constant, que proporciona una major linealitat en lloc dels efectes aconseguits amb una resistència de càrrega simple.
  3. Això es produeix a causa de les diferències de guany (i distorsió que s’acompanya) que es produeixen sempre que un BJT funciona dins d’una àmplia gamma de corrents del col·lector.
  4. L’aplicació d’una resistència de càrrega dins d’una etapa d’emissor comú amb grans oscil·lacions de voltatge de sortida pot provocar, sens dubte, un abast de corrent de col·lector extremadament enorme i grans distorsions.
  5. L’aplicació d’una càrrega de corrent constant no elimina del tot la distorsió, perquè la tensió del col·lector fluctua naturalment i el guany del transistor pot dependre fins a cert punt de la tensió del col·lector.
  6. No obstant això, com que les fluctuacions de guanys a causa de les variacions de tensió del col·lector solen ser bastant menors, es pot aconseguir una distorsió baixa molt inferior a l'1%.
  7. El circuit de polarització connectat entre les bases dels transistors de sortida és necessari per portar els transistors de sortida a la posició on es troben just al llindar de conducció.
  8. En cas que això no passi, poques variacions en el voltatge del col·lector de Tr1 podrien ser incapaços d’aconseguir la conducció dels transistors de sortida i no permetre cap tipus de millora en el voltatge de sortida.
  9. Les variacions de tensió més altes al col·lector de Tr1 podrien generar els canvis corresponents en la tensió de sortida, però probablement faltarien les porcions d’inici i d’acabat de cada mig cicle de la freqüència, donant lloc a una 'distorsió creuada' greu, com es fa referència normalment.

Problema de distorsió creuada

Fins i tot si els transistors de sortida es porten al llindar de conducció no elimina completament la distorsió creuada, ja que els dispositius de sortida presenten quantitats de guany relativament petites mentre funcionen a corrents de col·lector reduïts.

Això proporciona una distorsió creuada moderada però indesitjable. La retroalimentació negativa es podria utilitzar per superar la distorsió creuada de forma natural, però, per aconseguir resultats excel·lents, és essencial emprar un biaix en repòs raonablement elevat sobre els transistors de sortida.

És aquest gran corrent de biaix el que provoca complicacions amb la fugida tèrmica.

El corrent de polarització provoca l’escalfament dels transistors de sortida i, a causa del seu coeficient de temperatura positiu, fa que augmenti el corrent de polarització, generant encara més calor i una elevació del corrent de polarització resultant.

Aquesta retroalimentació positiva proporciona, per tant, un augment gradual del biaix fins que els transistors de sortida s’escalfen massa i acaben cremant-se.

En un intent de protecció contra això, el circuit de polarització es facilita amb un sistema de detecció de temperatura integrat, que alenteix el polarització en cas que es detecti una temperatura més alta.

Per tant, a mesura que el transistor de sortida escalfa el circuit de polarització es veu afectat per la calor generada, que ho detecta i atura qualsevol conseqüent augment del corrent de polarització. Pràcticament, l'estabilització del biaix pot no ser l'ideal i és possible que trobeu petites variacions, però, un circuit correctament configurat normalment pot presentar una estabilitat de biaix prou suficient.

Per què els MOSFET funcionen de manera més eficient que els BJT en amplificadors de potència

En la discussió següent intentarem entendre per què els MOSFET funcionen millor en dissenys d'amplificadors de potència, en comparació amb els BJT.

De manera similar als BJT, si s’utilitzen en una etapa de sortida de classe B, els MOSFET també exigeixen un biaix cap endavant per superar la distorsió creuada. Dit això, perquè els MOSFET de potència tenen un coeficient de temperatura negatiu a corrents properes a 100 miliamperis o més (i un lleuger coeficient de temperatura positiu en corrents més baixos) permet un controlador de classe B menys complicat i una etapa de sortida, com es demostra a la figura següent .

El circuit de polarització estabilitzat tèrmicament es podria substituir per una resistència perquè les característiques de temperatura dels MOSFET de potència incorporen un control tèrmic incorporat del corrent de polarització a uns 100 miliamperis (que és aproximadament el corrent de polarització més adequat).

Un desafiament addicional experimentat amb els BJT és el guany de corrent bastant baix de només 20 a 50. Això pot ser bastant insuficient per als amplificadors de potència mitjana i alta. Per això requereix una etapa de pilotatge extremadament potent. L'enfocament típic per resoldre aquest problema és fer ús d'un fitxer Parelles Darlington o un disseny equivalent per proporcionar un guany de corrent adequadament elevat, de manera que permeti la utilització d’una etapa de control de baixa potència.

MOSFET d'alimentació, com qualsevol altre FET device , solen ser dispositius amb tensió en lloc de funcionar amb corrent.

La impedància d’entrada d’un MOSFET de potència sol ser molt elevada, cosa que permet un consum de corrent d’entrada insignificant amb freqüències de treball baixes. No obstant això, a altes freqüències de treball, la impedància d'entrada és molt menor a causa de la capacitat d'entrada relativament alta d'aproximadament 500 pf.

Fins i tot amb aquesta elevada capacitat d’entrada, un corrent de treball d’aproximadament 10 miliamperis es converteix en prou a través de l’etapa del controlador, tot i que el corrent de sortida màxim podria ser al voltant de mil vegades aquesta quantitat.

Un problema addicional amb els dispositius de potència bipolar (BJT) és el seu temps de commutació una mica lent. Això tendeix a crear una varietat de problemes, com ara una distorsió desencadenada.

En aquest moment, un potent senyal d’alta freqüència pot exigir una tensió de sortida de commutació de, per exemple, 2 volts per microsegon, mentre que l’etapa de sortida BJT possiblement permeti una velocitat de rotació de només un volt per microsegon. Naturalment, la sortida lluitarà per proporcionar una reproducció decent del senyal d’entrada, cosa que provocarà una distorsió inevitable.

Una velocitat de rotació inferior també pot donar a un amplificador una amplada de banda de potència indesitjable, amb la sortida de potència més alta possible baixant significativament a freqüències d'àudio més altes.

Retard de fase i oscil·lacions

Una altra preocupació és el desfasament de fase que es produeix a través de l’etapa de sortida de l’amplificador amb altes freqüències, i que podria fer que la retroalimentació sobre el sistema de retroalimentació negativa es convertís en positiva en lloc de negativa a freqüències extremadament altes.

Si l'amplificador posseïa un guany suficient a aquestes freqüències, l'amplificador pot passar a un mode oscil·lant i la manca d'estabilitat continuarà sent notable fins i tot si el guany del circuit no és ampli per provocar una oscil·lació.

Aquest problema es podria corregir afegint elements per arrencar la resposta d'alta freqüència del circuit i incorporant elements de compensació de fase. Tanmateix, aquestes consideracions redueixen l'eficiència de l'amplificador a altes freqüències de senyal d'entrada.

Els MOSFET són més ràpids que els BJT

En dissenyar un amplificador de potència hem de recordar que el velocitat de commutació dels MOSFET de potència generalment és entre 50 i 100 vegades més ràpid que els BJT. Per tant, les complicacions amb una funcionalitat d’alta freqüència inferior es superen fàcilment mitjançant l’ús de MOSFET en lloc de BJT.

De fet, és possible crear configuracions sense cap compensació de freqüència o fase Les parts encara mantenen una excel·lent estabilitat i inclouen un nivell de rendiment que es manté per a freqüències ben superades el límit d’àudio d’alta freqüència.

Una altra dificultat experimentada amb els transistors de potència bipolars és la ruptura secundària. Es refereix a una mena de fugida tèrmica específica que crea una 'zona calenta' dins del dispositiu que dóna lloc a un curtcircuit a través dels seus pins col·lectors / emissors.

Per garantir que això no passi, el BJT ha de funcionar exclusivament dins de rangs específics de corrent i tensió del col·lector. A qualsevol circuit d'amplificador d'àudio aquesta situació sol implicar que els transistors de sortida es veuen obligats a funcionar bé dins de les seves restriccions tèrmiques i, per tant, la potència òptima de sortida obtinguda de les potències BJT es redueix significativament, molt inferior al que realment permeten els seus valors de dissipació més alts.

Gràcies a Coeficient de temperatura negativa de MOSFET amb corrents de drenatge elevats, aquests dispositius no tenen problemes de fallada secundària. Per als MOSFET, les especificacions de corrent de drenatge i de tensió de drenatge màximes admeses són pràcticament limitades per la seva funcionalitat de dissipació de calor. Per tant, aquests dispositius són especialment adequats per a aplicacions d'amplificadors d'àudio d'alta potència.

Desavantatges de MOSFET

Malgrat els fets anteriors, MOSFET també presenta alguns inconvenients, relativament menors en nombre i insignificants. Inicialment, els MOSFET havien estat molt cars en comparació amb els transistors bipolars coincidents. Tanmateix, la diferència de cost s’ha reduït molt més avui en dia. Quan considerem el fet que els MOSFET fan possible que els circuits complexos siguin molt més senzills i una reducció significativa indirecta del cost, fa que la contrapartida BJT sigui bastant trivial fins i tot amb el seu baix cost etiqueta.

Els MOSFET d’energia sovint presenten un augment distorsió de bucle obert que els BJT. Tanmateix, a causa del seu alt guany i velocitats de commutació ràpides, els MOSFET de potència permeten utilitzar un alt nivell de retroalimentació negativa en tot l’espectre de freqüència d’àudio, oferint una incomparable distorsió de bucle tancat eficiència.

Un inconvenient addicional relacionat amb els MOSFET de potència és la seva menor eficiència en comparació amb els BJT quan s'utilitzen en les etapes de sortida de l'amplificador estàndard. La raó darrere d’això és una etapa de seguiment d’emissors d’alta potència que genera una caiguda de voltatge de fins a 1 volt entre l’entrada i la sortida, tot i que hi ha una pèrdua d’alguns volts a l’entrada / sortida d’una etapa de seguiment de la font. No hi ha un enfocament fàcil per resoldre aquest problema, però sembla que és una petita reducció de l'eficàcia, que no s'hauria de tenir en compte i que podria ignorar-se.

Comprensió d’un disseny pràctic d’amplificadors MOSFET

La figura següent mostra el diagrama de circuits d'un funcional Amplificador MOSFET de 35 watts de potència circuit. Excepte l'aplicació del MOSFET a la fase de sortida de l'amplificador, tot sembla bàsicament un disseny d'amplificador MOSFET molt comú.

  • Tr1 està configurat com a etapa d’entrada d’emissor comú , connectat directament a l’etapa del controlador de l’emissor comú Tr3. Ambdues etapes ofereixen el guany de tensió total de l'amplificador i inclouen un guany total extremadament gran.
  • Tr2 juntament amb les seves parts adjuntes creen un simple generador de corrent constant que té un corrent de sortida marginal de 10 miliamperis. Funciona com la càrrega principal del col·lector per a Tr3.
  • S'utilitza R10 per establir el correcte corrent de biaix en repòs a través dels transistors de sortida, i com ja s’ha comentat anteriorment, l’estabilització tèrmica del corrent de polarització no s’aconsegueix realment en el circuit de polarització, sinó que la proporcionen els propis dispositius de sortida.
  • R8 ofereix pràcticament el 100% comentaris negatius des de la sortida de l'amplificador fins a l'emissor Tr1, permetent el circuit al voltant d'un guany de tensió d'unitat.
  • Els resistors R1, R2 i R4 funcionen com una xarxa divisòria de potencial per esbiaixar l'estadi d'entrada de l'amplificador i, en conseqüència, la sortida també, aproximadament a la meitat de la tensió d'alimentació. Això permet obtenir el nivell de sortida més alt possible abans del retall i l’inici de la distorsió crítica.
  • R1 i C2 s’utilitzen com un circuit de filtre que cancel·la la freqüència de brunzit i altres formes de sorolls potencials a les línies de subministrament per entrar a l’entrada de l’amplificador a través del circuit de polarització.
  • R3 i C5 actuen com un Filtre RF que impedeix que els senyals de RF saltin directament d’entrada a sortida, provocant alteracions audibles. C4 també ajuda a resoldre el mateix problema mitjançant el llançament efectiu de la resposta d’alta freqüència de l’amplificador per sobre del límit superior de freqüència d’àudio.
  • Per assegurar-se que l'amplificador obté un bon guany de tensió a freqüències audibles, és essencial desvincular la retroalimentació negativa fins a cert punt.
  • C7 compleix el paper de condensador de desacoblament , mentre que la resistència R6 limita la quantitat de comentaris que es netegen.
  • El circuit guany de tensió es determina aproximadament dividint R8 per R6, o aproximadament 20 vegades (26dB) amb els valors de peça assignats.
  • La tensió de sortida màxima de l'amplificador serà de 16 volts RMS, cosa que permet una sensibilitat d'entrada d'aproximadament 777 mV RMS per aconseguir una sortida completa. La impedància d'entrada podria ser superior a 20 k.
  • C3 i C8 s’utilitzen com a condensadors d’acoblament d’entrada i sortida, respectivament. C1 permet el desacoblament del subministrament continu.
  • R11 i C9 serveixen exclusivament per facilitar i controlar l'estabilitat de l'amplificador, treballant com el popular Xarxa de Zobel , que sovint es troben al voltant de les etapes de sortida de la majoria de dissenys d'amplificadors de potència semiconductors.

Anàlisi del rendiment

Sembla que el prototip d'amplificador funciona increïblement bé, concretament només quan notem el disseny bastant senzill de la unitat. El circuit de disseny de l’amplificador MOSFET que es mostra mostrarà feliçment un RMS de 35 watts en una càrrega de 8 ohms.

  • El distorsió harmònica total no superarà el 0,05%. El prototip es va analitzar només per obtenir freqüències de senyal al voltant d'1 kHz.
  • No obstant això, el circuit guany de bucle obert es va trobar que era pràcticament constant dins de tot el rang de freqüències d’àudio.
  • El resposta de freqüència de bucle tancat es va mesurar a -2 dB amb senyals aproximadament de 20 Hz i 22 kHz.
  • L’amplificador relació senyal / soroll (sense un altaveu connectat) havia estat superior a la xifra de 80 dB, tot i que en realitat hi pot haver una possibilitat d’una petita quantitat de les mans tarareixen de la font d'alimentació que es detecta als altaveus, però el nivell pot ser massa petit per sentir-lo en condicions normals.

Font d'alimentació

La imatge superior mostra una font d’alimentació configurada adequadament per al disseny de l’amplificador MOSFET de 35 watts. La font d'alimentació pot ser adequada per manejar un model mono o estèreo de la unitat.

La font d'alimentació es compon en realitat d'un eficaç parell de rectificadors push-pull i circuits de suavitzat que tenen les seves sortides connectades en sèrie per proporcionar una tensió de sortida total que correspon al doble del potencial aplicat per un rectificador individual i un circuit de filtre capacitiu.

Els díodes D4, D6 i C10 constitueixen una porció particular de la font d'alimentació mentre que la segona secció la subministren D3, D5 i C11. Cadascun d’aquests ofereix una mica per sota dels 40 volts sense una càrrega connectada i una tensió total de 80 V descarregats.

Aquest valor pot caure a aproximadament 77 volts quan l'amplificador és carregat per un senyal d'entrada estèreo amb un estat de repòs operatiu, i a aproximadament 60 volts quan dos canals d'amplificador funcionen a potència màxima o màxima.

Consells sobre la construcció

A les figures següents es mostra un disseny ideal de PCB per a l’amplificador MOSFET de 35 watts.

Això està destinat a un canal del circuit d'amplificador, de manera que és natural que s'hagin de muntar dues taules d'aquest tipus quan es faci necessari un amplificador estèreo. Els transistors de sortida certament no estan instal·lats al PCB, més aviat sobre un tipus de gran aleta.

No cal utilitzar un kit d’aïllament de mica per als transistors mentre es fixen al dissipador de calor. Això es deu al fet que les fonts MOSFET estan directament connectades a les seves llengüetes metàl·liques, i que aquests pins han de romandre connectats entre si.

No obstant això, atès que no estan aïllats del dissipador de calor, pot ser realment vital assegurar-se que els dissipadors no entren en contacte elèctric amb diverses altres parts de l'amplificador.

A més, per a una implementació estèreo, els dissipadors de calor individuals emprats per a un parell d'amplificadors no haurien de permetre's entrar en una proximitat elèctrica entre ells. Assegureu-vos sempre d’utilitzar cables més curts d’un màxim d’uns 50 mm com a màxim per connectar els transistors de sortida amb la PCB.

Això és específicament crucial per als cables que es connecten amb els terminals de la porta dels MOSFET de sortida. A causa del fet que els MOSFET de potència tenen un guany elevat a freqüències altes, els cables més llargs poden afectar greument la resposta d’estabilitat de l’amplificador o fins i tot provocar una oscil·lació de RF que al seu torn pot causar un dany permanent als MOSFET de potència.

Dit això, pràcticament no trobareu pràcticament cap dificultat a l'hora de preparar el disseny per assegurar que aquests conductors es mantinguin efectivament més curts. Pot ser important tenir en compte que C9 i R11 es munten fora de la PCB i que simplement es connecten en sèrie a través del sòcol de sortida.

Consells per a la construcció de fonts d’alimentació

El circuit d’alimentació es construeix aplicant un cablejat tipus punt a punt, tal com s’indica a la figura següent.

De fet, això sembla bastant autoexplicatiu, però es garanteix que els condensadors C10 i C11 ambdós tipus consisteixen en una etiqueta fictícia. En cas que no ho siguin, pot ser crucial emprar una etiqueta per habilitar uns quants ports de connexió. Una etiqueta de soldadura es retalla a uns cargols de muntatge particulars de T1, que ofereix un punt de connexió del xassís per al cable de terra de corrent altern.

Ajust i configuració

  1. Assegureu-vos d’examinar exhaustivament les connexions de cablejat abans d’engegar l’alimentació, ja que els errors de cablejat poden causar una destrucció costosa i, sens dubte, poden ser perillosos.
  2. Abans d’engegar el circuit, assegureu-vos de retallar R10 per obtenir una resistència mínima (gireu-la completament en sentit antihorari).
  3. Amb FS1 retirat momentàniament i un multímetre fixat per mesurar 500 mA FSD connectat al portafusibles, s’ha de veure al mesurador una lectura d’uns 20 mA mentre l’amplificador estigui engegat (pot ser de 40 mA quan s’utilitzi estèreo de dos canals).
  4. En cas que trobeu que la lectura del comptador és substancialment diferent a aquesta apagada immediatament i torneu a examinar tot el cablejat. Per contra, si tot està bé, moveu lentament R10 per maximitzar la lectura del comptador fins a un valor de 100mA.
  5. Si es desitja un amplificador estèreo, s'ha d'ajustar R10 a tots dos canals per obtenir un corrent de fins a 120 mA i, a continuació, s'ha d'ajustar R10 al segon canal per augmentar l'ús actual a 200 mA. Un cop aconseguits, el vostre amplificador MOSFET ja es podrà utilitzar.
  6. Tingueu molta cura de no tocar cap de les connexions de corrent altern mentre feu els procediments de configuració de l'amplificador.
  7. Totes les connexions de cablejat o cable descobertes que puguin estar a la xarxa de CA haurien d’estar aïllades adequadament abans d’enllaçar el dispositiu a la xarxa elèctrica.
  8. No cal dir que, com amb tots els circuits de CA, s’hauria de tancar dins d’un armari resistent que només es podria descargolar amb l’ajut d’un tornavís dedicat i un altre conjunt d’instruments, per garantir que no hi hagi cap mitjà ràpid per arribar al perillós. el cablejat de la xarxa i els accidents s’eliminen amb seguretat.

Llista de peces per a l'amplificador de potència MOSFET de 35 watts

Circuit d'aplicació d'ampli fi cador MOSFET de 120 W

En funció de les especificacions de la font d'alimentació, és pràctic Amplificador MOSFET de 120 watts El circuit és capaç d'oferir una potència de sortida d'entre 50 i 120 watts RMS en un altaveu de 8 ohms.

Aquest disseny també incorpora MOSFET a l'etapa de sortida per proporcionar un nivell superior de rendiment general fins i tot amb la gran simplicitat del circuit

La distorsió harmònica total de l'amplificador no supera el 0,05%, però només quan el circuit no està sobrecarregat i la relació senyal / soroll és superior a 100 dB.

Comprensió de les fases de l’amplificador MOSFET

Com es mostra més amunt, aquest circuit està dissenyat amb referència a un disseny Hitachi. Contràriament a l'últim disseny, aquest circuit fa servir un acoblament de CC per l'altaveu i conté una font d'alimentació equilibrada doble amb un 0V mitjà i un rail de terra.

Aquesta millora elimina la dependència dels condensadors d’acoblament de gran sortida, així com el rendiment baix en el rendiment de baixa freqüència que genera aquest condensador. A més, aquest disseny també permet al circuit una capacitat de rebuig d’ondulació de subministrament decent.

A més de la característica d’acoblament de CC, el disseny del circuit sembla força diferent de l’utilitzat en el disseny anterior. Aquí, tant les etapes d'entrada com de controlador incorporen amplificadors diferencials.

L'etapa d'entrada es configura mitjançant Tr1 i Tr2, mentre que l'etapa del controlador depèn de Tr3 i Tr4.

El transistor Tr5 està configurat com a càrrega constant del col·lector de corrent per a Tr4. El recorregut del senyal mitjançant l'amplificador comença mitjançant el condensador d'acoblament d'entrada C1, juntament amb el filtre de RF R1 / C4. R2 s’utilitza per polaritzar l’entrada de l’amplificador a la via central de subministrament de 0V.

Tr1 es connecta com a eficient amplificador d’emissor comú que té la seva sortida directament connectada a Tr4 que s’aplica com a etapa de controlador d’emissor comú. A partir d'aquesta etapa, el senyal d'àudio es vincula a Tr6 i Tr7, que es configuren com a etapa complementària de sortida del seguidor de la font.

El comentaris negatius s’extreu de la sortida de l’amplificador i es connecta amb la base Tr2, i malgrat que no hi ha inversió de senyal a través de la base Tr1 cap a la sortida de l’amplificador, existeix una inversió a través de la base Tr2 i la sortida. Es deu al fet que Tr2 funciona com un seguidor de l'emissor i condueix perfectament l'emissor de Tr1.

Quan s'aplica un senyal d'entrada a l'emissor Tr1, els transistors actuen amb èxit com a etapa base comuna . Per tant, tot i que la inversió no es produeix mitjançant Tr1 i Tr2, la inversió passa per Tr4.

A més, el canvi de fase no es produeix a través de l’etapa de sortida, cosa que significa que l’amplificador i la base Tr2 tendeixen a estar fora de fase per executar la retroalimentació negativa requerida. Els valors R6 i R7, tal com es suggereix al diagrama, proporcionen un guany de tensió aproximadament 28 vegades.

Com hem après de les nostres discussions anteriors, un petit desavantatge dels MOSFET de potència és que esdevenen menys eficients que els BJT quan es connecten a través de l'etapa tradicional de sortida de classe B. A més, la relativa eficiència dels MOSFET de potència es fa força dolenta amb circuits d'alta potència que exigeixen que el voltatge de la porta / font sigui de diversos voltatges per als corrents de font alta.

Es pot suposar que la variació màxima de la tensió de sortida és igual a la tensió d’alimentació menys la tensió màxima de la porta a la font del transistor individual, i això permet certament un oscil·lació de la tensió de sortida que pot ser significativament inferior a la tensió d’alimentació aplicada.

Un mitjà senzill per aconseguir una major eficiència seria bàsicament incorporar un parell de MOSFET similars connectats en paral·lel a cadascun dels transistors de sortida. La major quantitat de corrent manipulada per cada MOSFET de sortida es reduirà aproximadament a la meitat, i la tensió màxima de la font a la porta de cada MOSFET es reduirà adequadament (juntament amb un creixement proporcional en la variació del voltatge de sortida de l'amplificador).

Tanmateix, un enfocament similar no funciona quan s'aplica a dispositius bipolars, i això es deu essencialment al seu funcionament coeficient de temperatura positiu característiques. Si una sortida particular BJT comença a generar un corrent excessiu que l'altre (perquè no hi ha dos transistors que tinguin la característica exactament idèntica), un dispositiu comença a escalfar-se més que l'altre.

Aquest augment de la temperatura fa que es redueixi el voltatge del llindar de l’emissor / base del BJT i, com a resultat, comença a consumir una porció molt més gran del corrent de sortida. La situació fa que el transistor s’escalfi i aquest procés continua infinitament fins que un dels transistors de sortida comença a manejar tota la càrrega, mentre que l’altre roman inactiu.

Aquest tipus de problema no es pot veure amb els MOSFET de potència a causa del seu coeficient de temperatura negatiu. Quan un MOSFET comença a escalfar-se, a causa del seu coeficient de temperatura negatiu, la calor creixent comença a restringir el flux de corrent a través del seu drenatge / font.

Això fa desplaçar l'excés de corrent cap a l'altre MOSFET, que ara comença a escalfar-se i, de manera similar, la calor fa que el corrent a través d'ell es redueixi proporcionalment.

La situació crea una distribució i una dispersió de corrent equilibrada entre els dispositius, cosa que fa que l’amplificador funcioni de manera molt eficient i fiable. Aquest fenomen també permet Els MOSFET es connectaran en paral·lel simplement unint els conductors de porta, font i drenatge junts sense molts càlculs ni preocupacions.

Font d'alimentació per a amplificador MOSFET de 120 watts

Un circuit d'alimentació d'alimentació dissenyat adequadament per a l'amplificador MOSFET de 120 watts s'indica més amunt. S’assembla molt al circuit d’alimentació del nostre disseny anterior.

L'única diferència és que el subministrament de l'aixeta central del transformador a la unió dels dos condensadors de suavització s'havia ignorat inicialment. Per al present exemple, això s'acostuma a proporcionar el subministrament de terra de 0V mitjà, mentre que la terra de xarxa també es connecta a aquesta unió en lloc de fer-ho al rail d'alimentació negatiu.

Podeu trobar fusibles que s’instal·len als rails tant positius com negatius. La potència de sortida que proporciona l'amplificador depèn en gran mesura de les especificacions del transformador de xarxa. Per a la majoria de requisits, un transformador de xarxa toroidal de 35 - 0 - 35 volts de 160VA hauria de ser prou suficient.

Si funcionament estèreo és preferible, caldrà substituir el transformador per un de 300 VA més pesat. Com a alternativa, es podrien construir unitats de font d’alimentació aïllades mitjançant transformadors de 160VA cadascun per a cada canal.

Això permet una tensió d'alimentació d'aproximadament 50 V en condicions de repòs, tot i que a plena càrrega aquest nivell pot baixar a un nivell molt inferior. Això permet adquirir una potència de fins a uns 70 watts RMS mitjançant altaveus de 8 ohms.

Un punt crucial que cal tenir en compte és que els díodes 1N5402 que s’utilitzen en el rectificador de pont tenen una intensitat màxima tolerable de 3 amperes. Això pot ser ampli per a un amplificador de canal únic, però pot ser que no sigui suficient per a una versió estèreo. Per a una versió estèreo, els díodes s'han de substituir per díodes de 6 amperes o un díodes 6A4.

Dissenys de PCB

Podeu trobar un PCB de ple dret, per construir el vostre propi circuit amplificador MOSFET de 120 watts. Els 4 dispositius MOSFET indicats s’han de connectar amb dissipadors de calor grans amb aletes, que han de tenir una classificació mínima de 4,5 graus centígrads per watt.

Precaucions de cablejat

  • Assegureu-vos de mantenir els terminals de connexió MOSFET el més curts possibles, que no han de tenir més de 50 mm de longitud.
  • Si voleu conservar-los una mica més de temps, assegureu-vos d'afegir una resistència de baix valor (pot ser de 50 ohm 1/4 watt) amb la porta de cadascun dels MOSFET.
  • Aquesta resistència respondrà amb la capacitat d'entrada del MOSFET i actuarà com un filtre de pas baix, garantint una millor estabilitat de freqüència per a l'entrada de senyal d'alta freqüència.
  • No obstant això, en senyals d'entrada d'alta freqüència, aquestes resistències poden produir algun efecte en el rendiment de la sortida, però en realitat poden ser massa petites i difícilment perceptibles.
  • El transistor Tr6 consisteix en realitat en dos MOSFET de canal n connectats en paral·lel, el mateix és per a Tr7, que també té un parell de MOSFET de canal p en paral·lel.
  • Per implementar aquesta connexió paral·lela, la porta, el drenatge, la font dels respectius parells MOSFET simplement s’uneixen entre si, això és tot tan senzill.
  • A més, tingueu en compte que el condensador C8 i la resistència R13 s’instal·len directament a la presa de sortida i no es munten a la placa.
  • Potser el mètode més eficaç per construir la font d'alimentació és el cablejat dur, com per a la font d'alimentació, tal com es va fer per a l'amplificador anterior. El cablejat és molt igual que en aquest circuit anterior.

Ajustos i configuració

  1. Abans d'engegar el circuit d'amplificador complet, assegureu-vos d'examinar acuradament cadascun dels cables elèctriques diverses vegades.
  2. Comproveu específicament el cablejat de la font d'alimentació i les interconnexions rellevants entre els MOSFET de potència de sortida.
  3. Les falles al voltant d’aquestes connexions poden provocar ràpidament danys permanents a l’amplificador.
  4. A més, haureu de realitzar alguns ajustos previs abans d’engegar la placa completa.
  5. Comenceu girant el valor predeterminat R11 completament en sentit antihorari i no connecteu inicialment cap altaveu a la sortida de la unitat.
  6. A continuació, en lloc d’un altaveu, connecteu les sondes del multímetre (ajustat a un voltatge continu de baixa tensió) a través dels punts de sortida de l’amplificador i assegureu-vos que mostri que hi ha disponible una baixa tensió de sortida en repòs.
  7. És possible que el comptador mostri tensió fraccionada o que no tingui cap tensió, cosa que també està bé.
  8. En cas que el mesurador indiqui una tensió CC gran, heu d'apagar immediatament l'amplificador i tornar a comprovar si hi ha possibles errors al cablejat.

Conclusió

En l’article anterior hem analitzat exhaustivament els nombrosos paràmetres que juguen un paper crucial a l’hora d’assegurar el funcionament correcte i òptim d’un amplificador de potència.

Tots aquests paràmetres són estàndard i, per tant, es poden utilitzar i aplicar eficaçment durant el disseny de qualsevol circuit amplificador de potència MOSFET, independentment de les especificacions de potència i tensió.

Les diferents característiques detallades sobre els dispositius BJT i ​​MOSFET podrien ser utilitzades pel dissenyador per implementar o personalitzar un circuit d'amplificador de potència desitjat.




Anterior: Circuits de preamplificador d'amplificador operatiu: per a micròfons, guitarres, pick-ups i buffers Següent: Circuit de temporitzador digital simple amb pantalla de 2 dígits