Circuits de filtre de tacs amb detalls de disseny

En aquest article passem per una discussió detallada sobre com dissenyar filtres de tacs amb una freqüència central precisa i per obtenir el màxim impacte.

On s’utilitza el filtre de tall

Els circuits de filtre de tacs s’utilitzen normalment per suprimir, anul·lar o cancel·lar un rang de freqüències concret per tal d’evitar una interferència molesta o no desitjada dins d’una configuració de circuits.

Es fa específicament útil en equips d'àudio sensibles com ara amplificadors, receptors de ràdio on cal eliminar un sol o un nombre seleccionat de freqüències d'interferència no desitjades mitjançant un mitjà senzill.

Els filtres actius de tall es van utilitzar activament durant les dècades anteriors per a aplicacions d’amplificadors i àudio per eliminar interferències de brunzit de 50 i 60 Hz. Tot i que aquestes xarxes han estat una mica incòmodes des del punt de vista de la sintonització, l’equilibri i la consistència de la freqüència de tall central (f0).

Amb la introducció dels moderns amplificadors d’alta velocitat, es va fer imprescindible crear filtres compatibles d’alta velocitat que es poguessin aplicar per gestionar la filtració de freqüència d’alta velocitat a una velocitat eficient.

Aquí intentarem investigar les possibilitats i les complexitats associades relacionades amb la fabricació de filtres d’alta escala.

Característiques importants

Abans d’aprofundir en el tema, resumim primer les característiques importants que poden ser estrictament necessàries durant el disseny dels filtres d’escotadura d’alta velocitat proposats.

1) La pendent de la profunditat nul·la que s’indica a la simulació de la figura 1 pot no ser factible pràcticament, els resultats assolibles més eficients no podrien ser superiors a 40 o 50 dB.

2) Per tant, cal entendre que el factor més significatiu a millorar és la freqüència central i la Q, i el dissenyador s'ha de centrar en això en lloc de la profunditat de la osca. L’objectiu principal, mentre es fa un disseny de filtre d’escot, ha de ser el nivell de rebuig de la freqüència d’interferència no desitjada, aquest ha de ser òptim.

3) El problema anterior es pot resoldre de forma òptima preferint els millors valors per als components R i C, que es poden implementar utilitzant correctament la calculadora RC que es mostra a la referència 1, que es pot utilitzar per identificar adequadament el R0 i C0 per una aplicació específica per al disseny de filtres de tacs.

Les dades següents exploraran i ajudaran a entendre el disseny d’algunes topologies de filtres d’escot interactiu:

Filtre Twin-T Notch

La configuració del filtre Twin-T que es mostra a la figura 3 sembla força interessant pel seu bon rendiment i la participació d’un sol opamp en el disseny.

Esquema

Tot i que el circuit de filtre d’escot indicat anteriorment és raonablement eficient, pot tenir certs desavantatges a causa de l’extrema senzillesa que presenta, tal com es mostra a continuació:

El disseny fa ús de 6 components de precisió per a la seva posada a punt, en què un parell d’aquests per assolir proporcions dels altres. Si cal evitar aquesta complicació, el circuit pot requerir la inclusió de 8 components de precisió addicionals, com ara R0 / 2 = 2nos de R0 en paral·lel i 2 en C0 = 2 nos de C0 en paral·lel.

Una topologia Twin-T no funciona fàcilment amb fonts d'alimentació individuals i no compleix amb amplificadors diferencials de ple dret.

El rang de valors de la resistència continua augmentant a causa de la RQ<< R0 necessity which in turn may influence on the level of depth of the desired center frequency.

No obstant això, fins i tot amb les molèsties anteriors, si l'usuari aconsegueix optimitzar el disseny amb components precisos d'alta qualitat, es pot esperar i implementar una filtració raonablement efectiva per a l'aplicació donada.

El filtre Fly Notch

La figura 4 indica el disseny del filtre Fliege Notch, que identifica alguns avantatges diferents en comparació amb la contrapartida Twin-T, tal com es narra a continuació:

1) Incorpora només un parell de components de precisió en forma de Rs i Cs per tal de complir una afinació de freqüència central precisa.

2) Un aspecte apreciable d’aquest disseny és que permet lleus imprecisions en els components i en la configuració sense afectar la profunditat del punt d’escot, tot i que la freqüència central podria canviar una mica en conseqüència.

3) Trobareu un parell de resistències responsables de determinar discretament la freqüència central, els valors dels quals poden no ser extremadament crítics

4) La configuració permet configurar la freqüència central amb un rang raonablement reduït sense influir en la profunditat de la osca fins a un nivell significatiu.

Tanmateix, el negatiu d’aquesta tecnologia és el seu ús de dos opamps i, tot i així, no es pot fer servir amb amplificadors diferencials.

Resultats de simulacions

Les simulacions es van realitzar inicialment amb les versions opamp més adequades. Poc després es van emprar versions opamp reals, que van generar resultats comparables als detectats al laboratori.

La taula 1 mostra els valors dels components que es van utilitzar per a l’esquema de la figura 4. No semblava tenir sentit fer simulacions a 10 MHz o més, principalment perquè les proves de laboratori es van realitzar bàsicament com a posada en marxa i 1 MHz va ser la freqüència principal en què calia aplicar un filtre de tacs.

Una paraula sobre els condensadors : Malgrat el fet que la capacitat és només un 'número' per a simulacions, els condensadors reals estan dissenyats amb elements dielèctrics únics.

Per a 10 kHz, l'estirament del valor de la resistència obligava el condensador a un valor de 10 nF. Tot i que això va fer el truc correctament a la demostració, es va demanar un ajust d'un dielèctric NPO a un dielèctric X7R al laboratori, cosa que va provocar que el filtre de tacs caigués completament amb la seva característica.

Les especificacions dels condensadors de 10 nF aplicats estaven molt a prop del seu valor, com a conseqüència de la disminució de la profunditat d’escotadura principalment a causa d’un dielèctric deficient. El circuit es va veure obligat a tornar als respectes per a un Q = 10, i es va emprar un 3-MΩ per a R0.

Per als circuits del món real, és aconsellable respectar els condensadors NPO. Els valors de requisits de la taula 1 es van considerar una bona opció per igual en simulacions i en desenvolupament de laboratori.

Al principi, les simulacions es realitzaven sense el potenciòmetre d'1 kΩ (les dues resistències fixes d'1 kΩ es van associar específicament de manera sincronitzada i a l'entrada no inversora de l'opamp inferior).

Les sortides de demostració es presenten a la figura 5. Trobareu 9 resultats a la figura 5, però és possible que trobeu que les formes d'ona per valor Q se superposen a les de les altres freqüències.

Càlcul de freqüència central

La freqüència central en qualsevol circumstància està moderadament per sobre d’un objectiu d’estructura de 10 kHz, 100 kHz o 1 MHz. Això pot ser tan proper com un desenvolupador pot adquirir amb una resistència E96 i un condensador E12 acceptats.

Penseu en la situació amb una osca de 100 kHz:

f = 1 / 2πR0C0 = 1 / 2π x 1,58k x 1nF = 100,731 kHz

Com es pot veure, el resultat sembla lleugerament diferent, es pot racionalitzar i apropar-se al valor requerit si el condensador 1nF es modifica amb un condensador de valor E24 estàndard, com es demostra a continuació:

f = 1 / 2π
x 4,42 k x 360 pF = 100,022 kHz, es veu molt millor

L’ús de condensadors de la versió E24 pot provocar freqüències centrals substancialment més precises la majoria del temps, tot i que d’alguna manera l’obtenció de quantitats de la sèrie E24 pot suposar un sobrecost a molts preus (i indegut) en nombrosos laboratoris.

Tot i que podria ser convenient avaluar els valors dels condensadors E24 en hipòtesi, en el món real la majoria d’ells pràcticament no s’implementen mai, a més de tenir-hi un temps de funcionament ampliat. Descobrirà les preferències menys complicades de comprar els valors del condensador E24.

Una avaluació exhaustiva de la figura 5 determina que la osca falla la freqüència central en una quantitat modesta. A valors Q menors, podeu trobar una cancel·lació considerable de la freqüència d’escotadura especificada.

En cas que el rebuig no sigui satisfactori, és possible que vulgueu modificar el filtre de tacs.

De nou, contemplant l'escenari de 100 kHz, observem que la reacció al voltant de 100 kHz s'estén a la Figura 6.

La col·lecció de formes d'ona a l'esquerra i a la dreta de la freqüència central (100,731 kHz) correspon a les reaccions del filtre, una vegada que el potenciòmetre d'1 kΩ es col·loca i es retalla en increments de l'1%.

Cada vegada que el potenciòmetre s’ajusta a la meitat del camí, el filtre d’escot rebutja les freqüències a la freqüència del nucli precisa.

De fet, el grau de l’escot simulat és de l’ordre de 95 dB, tot i que no se suposa que es materialitzarà en l’entitat física.

Un 1% d’alineació del potenciòmetre col·loca una osca que sol superar els 40 dB recte sobre la freqüència preferida.

Una vegada més, aquest realment pot ser el millor escenari quan es fa amb components ideals, tot i que les dades de laboratori mostren més precisió a freqüències més baixes (10 i 100 kHz).

La figura 6 determina que cal aconseguir una freqüència molt més propera a la freqüència precisa amb R0 i C0 al principi. Com que el potenciòmetre pot rectificar freqüències en un ampli espectre, la profunditat de la osca es podria degradar.

En un interval modest (± 1%), es pot aconseguir un rebuig de 100: 1 de la mala freqüència, tot i que en un interval augmentat (± 10%), només és possible un rebuig de 10: 1.

Resultats de laboratori

Es va implementar una placa d’avaluació THS4032 per reunir el circuit de la figura 4.

En realitat, és una estructura d’ús general que utilitza només 3 ponts juntament amb el traceto per finalitzar el circuit.

Es van aplicar les quantitats de components de la taula 1, començant per les que probablement produirien una freqüència d'1 MHz.

El motiu era cercar regulacions d’amplada de banda / velocitat de gir a 1 MHz i comprovar a freqüències més assequibles o més altes, segons calgués.

Resultats a 1 MHz

La figura 7 significa que podeu obtenir una sèrie d'ample de banda específic i / o reaccions de velocitat de gir a 1 MHz. La forma d'ona de reacció a una Q de 100 presenta només una ondulació en la qual pot estar present la osca.

A una Q de 10, només existeix una osca de 10 dB i una osca de 30 dB a una Q de 1.

Sembla que els filtres de tacs no aconsegueixen una freqüència tan alta com probablement anticiparíem, tot i que el THS4032 és simplement un dispositiu de 100 MHz.

És natural preveure una funcionalitat superior dels components amb una amplada de banda millorada per guanyar unitat. L’estabilitat del guany d’unitat és fonamental, per la raó que la topologia de Fliege comporta un guany d’unitat fix.

Quan el creador espera aproximar-se amb exactitud a quin ample de banda és essencial per a una osca a una freqüència específica, un lloc adequat per fer-ho és la combinació guany / ample de banda tal com es presenta al full de dades, que hauria de ser cent vegades la freqüència central de la osca.

Es podria esperar que l’amplada de banda complementària augmentés els valors de Q. Podeu trobar un grau de desviació de freqüència del centre d’escot quan es modifica Q.

Això és exactament el mateix que la transició de freqüència observada per als filtres passabanda.

La transició de freqüència és menor per als filtres de tacs aplicats a treballar a 100 kHz i 10 kHz, tal com s’estableix a la figura 8 i, finalment, a la figura 10.

Dades a 100 kHz

Posteriorment, les quantitats de peces de la taula 1 es van acostumar a establir filtres de mànega de 100 kHz amb Qs diverses.

Les dades es presenten a la figura 8. Es veu clarament clar que els filtres de graella treballables normalment es desenvolupen amb una freqüència central de 100 kHz, tot i que la profunditat de graella és significativament menor a valors més grans de Q.

Tingueu en compte, però, que l’objectiu de configuració que es mostra aquí és de 100 kHz i no de 97 kHz.

Els valors de les peces preferits eren els mateixos que per a la simulació, per tant, la freqüència central de l’escotadura ha de ser tècnicament a 100.731 kHz, tot i que l’impacte és explicat pels components inclosos en el disseny del laboratori.

El valor mitjà de l’assortiment de condensadors de 1000 pF va ser de 1030 pF i el de la resistència de 1,58 kΩ va ser de 1,583 kΩ.

Cada vegada que es treballa la freqüència central amb aquests valors, arriba a 97,14 kHz. Malgrat això, les parts específiques difícilment es podrien determinar (la junta era extremadament sensible).

Sempre que els condensadors siguin equivalents, pot ser que sigui més fàcil augmentar mitjançant alguns valors de resistència E96 convencionals per aconseguir uns resultats més ajustats a 100 kHz.

No cal dir que és probable que això no sigui una alternativa en la producció d’alt volum, on els condensadors del 10% podrien originar-se de pràcticament qualsevol paquet i probablement de diversos fabricants.

La selecció de freqüències centrals serà segons les toleràncies de R0 i C0, cosa que és una mala notícia en cas que sigui necessària una oscil·lació Q alta.

Hi ha 3 mètodes per fer-hi front:

Compreu resistències i condensadors de més precisió

minimitzar l'especificació Q i conformar-se amb un menor rebuig de la freqüència no desitjada o

afinar el circuit (que s’havia contemplat posteriorment).

Ara mateix, el circuit sembla estar personalitzat per rebre una Q de 10 i un potenciòmetre d’1 kΩ integrat per sintonitzar la freqüència central (tal com es mostra a la figura 4).

En el disseny del món real, el valor del potenciòmetre preferit hauria de ser una mica més que l’interval requerit per cobrir el màxim rang possible de freqüències centrals, fins i tot amb el pitjor dels casos de toleràncies R0 i C0.

Això no s'havia aconseguit en aquest moment, perquè aquest era un exemple en l'anàlisi de potencialitats i 1 kΩ era la qualitat de potenciòmetre més competitiva accessible al laboratori.

Quan el circuit es va ajustar i sintonitzar per a una freqüència central de 100 kHz, tal com es descriu a la figura 9, el nivell d’escot es va degradar de 32 dB a 14 dB.

Tingueu en compte que aquesta profunditat d’escotadura es podria millorar dramàticament proporcionant el f0 preliminar més ajustat al millor valor adequat.

El potenciòmetre està pensat per ser ajustat exclusivament en una àrea modesta de freqüències centrals.

Tanmateix, un rebuig 5: 1 a una freqüència no desitjada és acreditable i molt bé podria ser adequat per a molts usos. Els programes molt més crucials poden, innegablement, exigir peces de més precisió.

Les restriccions d’amplada de banda d’amplificadors operatius, que tenen la capacitat de degradar addicionalment la magnitud de la osca ajustada, també poden ser responsables d’evitar que el grau de osca quedi tan petit com sigui possible. Tenint en compte això, el circuit es va ajustar de nou per a una freqüència central de 10 kHz.

Resultats a 10 kHz

La figura 10 determina que la vall d’escotadura per a una Q de 10 s’ha augmentat a 32 dB, això podria ser pel que es pot anticipar a partir d’una freqüència central del 4% de descompte de la simulació (Figura 6).

L’opamp reduïa sens dubte la profunditat d’escotadura a una freqüència central de 100 kHz. Una osca de 32 dB suposa una cancel·lació de 40: 1, que pot ser raonablement decent.

Per tant, malgrat les parts que van generar un error preliminar del 4%, havia estat fàcil produir una osca de 32 dB a la freqüència central més desitjada.

La desagradable notícia és el fet que per eludir les limitacions d’amplada de banda d’opamp, la freqüència d’escotadura més alta possible concebible amb un opamp de 100 MHz és aproximadament de 10 i 100 kHz.

Pel que fa als filtres de graella, per tant, “alta velocitat” es considera genuïna al voltant de centenars de kilohertz.

Una excel·lent aplicació pràctica per a filtres de graella de 10 kHz són els receptors AM (d’ona mitjana), en què el portador de les estacions veïnes genera un fort crit de 10 kHz a l’àudio, específicament durant la nit. Sens dubte, això es podria ratllar pels nervis mentre la sintonia és contínua.

La Figura 11 mostra l'espectre d'àudio captat d'una estació sense utilitzar i utilitzar la osca de 10 kHz. Fixeu-vos que el soroll de 10 kHz és la secció més forta de l’àudio captat (Figura 11a), tot i que l’oïda humana és substancialment menys susceptible a aquest.

Aquest abast d’àudio es va capturar de nit en una estació propera que va rebre un parell d’emissores potents a banda i banda. Les estipulacions de la FCC permeten certa variació dels transportistes de l'estació.

Per aquest motiu, és probable que modèstes trampes en la freqüència de les portadores de les dues estacions veïnes facin que els sorolls de 10 kHz siguin heterodins, cosa que augmenta la molesta experiència auditiva.

Sempre que s’implementa el filtre de tacs (Figura 11b), el to de 10 kHz es redueix al nivell de coincidència com el de la modulació adjacent. A més, a l’espectre d’àudio observable hi ha portadors de 20 kHz d’estacions a 2 canals de distància i un to de 16 kHz d’una estació transatlàntica.

Aquests no solen ser una gran preocupació, ja que són atenuats considerablement pel receptor IF. Una freqüència al voltant dels 20 kHz pot ser inaudible per a la immensa majoria de les persones en qualsevol dels dos casos.

Referències: