El missatge detalla els diferents mètodes de configuració d’un circuit de correcció del factor de potència o d’un circuit PFC en dissenys SMPS i explica les opcions de bones pràctiques per a aquestes topologies perquè compleixin les pautes de restricció de PFC modernes.
El disseny de circuits d’alimentació eficient no ha estat mai fàcil, però, amb el pas del temps, els investigadors han estat capaços de resoldre la majoria de problemes relacionats, i, en la mateixa línia, també s’estan optimitzant els dissenys moderns de SMPS amb els millors resultats possibles, gràcies a les normes reguladores emergents que van tenir un paper important en la implementació de paràmetres de qualitat més estrictes per a les modernes unitats de subministrament elèctric.
Directrius PFC
Les restriccions modernes sobre la qualitat del subministrament elèctric s’estableixen de manera força agressiva, col·lectivament, gràcies als esforços dels fabricants, proveïdors i altres òrgans de govern interessats.
Entre els molts paràmetres de qualitat establerts per als dissenys moderns d’alimentació, la correcció del factor de potència (PFC), que realment té forma de cancel·lació d’harmònics, ha estat declarada obligatòria per la normativa IEC 61000-3-2.
A causa d'això, els dissenyadors es veuen obligats a afrontar reptes més difícils en dissenyar etapes de correcció del factor de potència en els seus dissenys de subministrament d'alimentació per tal de complir aquestes estrictes lleis modernes i amb les fonts d'alimentació cada vegada més formidables amb les seves especificacions i el seu rang d'aplicacions, estructurant els circuits PFC adequats. no és cada vegada més fàcil per als molts fabricants de l’arena.
Els tutorials presentats estan especialment dedicats a totes aquelles associacions i professionals dedicats a la fabricació o disseny de flyback SMPS per facilitar-los els dissenys i càlculs PFC més ideals segons els seus requisits individuals.
Els debats inclosos en aquests tutorials us ajudaran a dissenyar circuits PFC fins i tot per a unitats significativament grans en un rang de fins a 400 watts, 0,75 amperes.
Els lectors també tindran l’oportunitat d’aprendre sobre la selecció de convertidors aïllats en una sola etapa que també inclouen controladors LED. El tutorial de disseny i instruccions pas a pas juntament amb les comparacions a nivell de sistema permetran conèixer els molts dissenyadors que participen activament en el camp de l’electrònica de potència seguiu amb l'enfocament més òptim per a les seves necessitats específiques d'aplicació
Objectiu de correcció del factor de potència
L’optimització del circuit de correcció del factor de potència dins de les modernes unitats SMPS (alimentació en mode de commutació) podria evolucionar en el passat recent a causa de l’aparició d’una sèrie de circuits integrats rellevants avançats (IC), cosa que ha permès establir diferents dissenys de PFC amb especificacions específiques modes d’operació i amb capacitat de maneig de desafiaments individuals.
Amb l'augment de la gamma de topologies SMPS, la complexitat en el disseny i implementació de PFC també s'ha agreujat en els nostres dies.
En el primer tutorial aprendrem sobre els detalls operatius del disseny que els corredors prefereixen en la majoria dels professionals.
Bàsicament, la correcció del factor de potència ajuda a optimitzar el corrent d'entrada dins de les fonts d'alimentació fora de línia perquè puguin augmentar la potència real de l'entrada de xarxa disponible.
Segons el requisit normal, un determinat aparell elèctric ha d’emular-se com una càrrega de resistivitat pura, de manera que li permeti tenir un consum de potència reactiva nul.
Aquesta condició té com a resultat la generació de corrents harmònics d'entrada gairebé nuls, és a dir, permet que el corrent consumit estigui perfectament en línia amb la tensió d'alimentació d'entrada que normalment té la forma d'una ona sinusoïdal.
Aquest assoliment facilita que l’aparell consumeixi la “potència real” de la xarxa elèctrica als nivells més òptims i eficients, cosa que al seu torn redueix al mínim el malbaratament d’electricitat i augmenta la seva eficiència.
Aquest ús eficaç de l’electricitat no només ajuda l’aparell a presentar-se de la manera més eficient, sinó també a les empreses de serveis públics i als equips de capital implicats per al procés.
La característica anterior permet, a més, que les línies elèctriques estiguin lliures d’harmònics i de la interferència resultant entre els dispositius de la xarxa.
A part dels avantatges esmentats anteriorment, incloure un PFC a les modernes unitats d’alimentació també serveix per complir els requisits regulatoris establerts a Europa i Japó amb la IEC61000-3-2, que tots els equips elèctrics haurien de qualificar.
La condició esmentada anteriorment s’ha regulat per a la majoria d’aparells electrònics que es poden classificar per sobre dels 75 watts segons els estàndards d’equips de classe D o que són fins i tot superiors, especificant l’amplitud més alta dels harmònics de freqüència de línia que van fins al 39è harmònic.
A part d’aquests estàndards, PFC també s’utilitza per garantir altres eficiències com Energy Star 5.0, vital per a ordinadors, i Energy Star 2.0 per a sistemes d’alimentació i televisors des de 2008.
Definició del factor de potència
La correcció del factor de potència o PFC es pot definir com la proporció de potència real a potència aparent i s’expressa com:
PF = Potència real / Potència aparent, on la potència real s’expressa en
Watts, mentre que la potència aparent s'expressa en VA.
En aquesta expressió, la potència real es determina com la mitjana del producte instantani de corrent i tensió en una fase o cicle, mentre que la potència aparent es considera el valor RMS del corrent multiplicat per la tensió.
Això suggereix que sempre que les contraparts de tensió i corrent són sinusoidals i estan en fase entre si, el factor de potència resultant és 1,0.
No obstant això, en una condició en què els paràmetres de tensió del corrent són sinusoidals però no estan en fase, dóna lloc a un factor de potència que és el cosinus de l’angle de fase.
Les condicions del factor de potència descrites anteriorment s’apliquen en casos en què la tensió i el corrent són ones sinusoïdals pures, juntament amb una situació en què la càrrega adjunta està formada per components resistius, inductius i capacitius que poden ser de naturalesa no lineal, no s’està ajustant amb paràmetres de corrent i tensió d’entrada.
Les topologies SMPS solen introduir impedància no lineal a la línia de xarxa a causa de la naturalesa explicada anteriorment del seu circuit.
Com funciona SMPS
Un circuit SMPS inclou bàsicament una etapa de rectificació a l’entrada que pot ser una recta de mitjana ona o d’ona completa i un condensador de filtre complementari per mantenir la tensió rectificada a través d’ell fins al nivell de pic de l’ona sinusoïdal d’alimentació d’entrada fins al moment del següent pic apareix l’ona sinusoïdal i repeteix el cicle de càrrega d’aquest condensador, donant lloc a la tensió constant màxima necessària a través d’ell.
Aquest procés de càrrega del condensador en cada cicle de pic de la CA requereix que l’entrada ha d’estar equipada amb prou corrent per satisfer el consum de càrrega de l’SMPS, entre aquests intervals de pic.
El cicle s’implementa abocant ràpidament un gran corrent al condensador, que s’aplica a la càrrega mitjançant la descàrrega fins que arriba el següent cicle màxim.
Per a aquest patró de càrrega i descàrrega desigual, es recomana que el corrent d’impuls del condensador sigui un 15% superior al requeriment mitjà de la càrrega.
Podem veure a la figura anterior que, malgrat la quantitat important de distorsió, els paràmetres de tensió i corrent aparentment estan en fase els uns amb els altres.
Tanmateix, si apliquem el terme 'cosinus d'angle de fase' a l'anterior, es donaria una inferència incorrecta pel que fa a la font d'alimentació que té un factor de potència d'1,0
Les formes d’ona superior i inferior indiquen la quantitat de contingut harmònic del corrent.
Aquí s'indica el 'contingut harmònic fonamental' en comparació amb una amplitud del 100%, mentre que els harmònics superiors es presenten com a percentatges suplementaris de l'amplitud fonamental.
Tanmateix, atès que la potència real només està determinada pel component fonamental, mentre que els altres harmònics suplementaris només representen la potència aparent, el factor de potència real pot ser força inferior a 1.0.
Anomenem aquesta desviació pel terme factor de distorsió, que és fonamentalment responsable de donar lloc a un factor de potència no unitari en les unitats SMPS.
Expressió per al poder real i aparent
Una expressió general que tracta la connexió entre el poder real i l'aparent es pot donar de la següent manera:
On cosΦ forma el factor de desplaçament que surt de l'angle de fase Φ entre les formes d'ona de corrent / tensió i cosΦ significa el factor de distorsió.
En referència al diagrama següent, podem presenciar una situació que mostra una correcció perfecta del factor de potència.
Podem veure que aquí la forma d’ona actual replica de forma ideal la forma d’ona de tensió, ja que aparentment totes dues funcionen en fase i sincronitzades entre si.
Per tant, aquí es pot suposar que els harmònics actuals d’entrada són gairebé nuls.
Correcció del factor de potència contra la reducció harmònica
Veient les il·lustracions anteriors és evident que el factor de potència i els baixos harmònics funcionen sincronitzats entre ells.
Generalment es percep que si es defineixen els límits dels respectius harmònics podrien ajudar a restringir la contaminació del corrent d’entrada a les línies elèctriques mitjançant la manera d’eliminar les pertorbacions de corrent que interfereixen amb els altres aparells dels voltants.
Per tant, tot i que el processament del corrent d'entrada es pot anomenar 'correcció del factor de potència', la magnitud de sortida del refinament es considera que aquest processament s'entén com a contingut harmònic segons les directrius internacionals.
Per a les topologies SMPS, normalment és l’element de desplaçament que es troba aproximadament a la unitat, donant lloc a les relacions següents entre el factor de potència i la distorsió harmònica.
En l’expressió, el THD representa la distorsió harmònica total com la suma quadràtica dels harmònics nocius sobre el contingut fonamental, que expressa el pes relatiu del contingut harmònic associat amb referència a la contrapart fonamental. L’altra equació associa la figura absoluta del THD i no en la proporció%, expressant que el THD ha de ser essencialment zero per tal de crear un PF d’unitat.
Tipus de correcció del factor de potència
La característica de la forma d'ona d'entrada de la figura anterior mostra un tipus de correcció 'activa' del factor de potència típic per a un dispositiu SMPS introduït entre una configuració de rectificador d'entrada i un condensador de filtre, i mitjançant un circuit integrat PFC que controla els processos juntament amb els circuits associats per a assegurant que el corrent d’entrada segueix de forma cohesiva la forma d’ona de la tensió d’entrada.
Aquest tipus de processament es pot considerar com el tipus de PFC més freqüent emprat en els circuits SMPS moderns, com es pot comprovar a la figura següent.
Dit això, no és obligatori que només s’utilitzin versions 'actives' que utilitzen circuits integrats i semiconductors per al PFC proposat, ll una altra forma de disseny que pugui garantir una quantitat raonable de PFC per sota de la normativa establerta.
S'ha observat que, de fet, un sol inductor que substitueix la posició de la contrapart 'activa' és capaç de rebutjar els harmònics de manera satisfactòria controlant els pics i distribuint el corrent de manera uniforme sincronitzada amb la tensió d'entrada de manera molt eficient.
Disseny PFC passiu
Tanmateix, aquesta forma de control PFC passiu podria exigir un inductor de ferro de gran volum i per tant es pot utilitzar per a aplicacions en què la compacitat no és un requisit crucial. (pàgina 12)
Un sol inductor passiu podria semblar una solució ràpida per a PFC, però per a aplicacions d’alta potència, la mida podria començar a resultar poc interessant a causa de les seves dimensions pràcticament grans.
Al gràfic següent podem observar les característiques d’entrada de tres nombres de variants SMPS de PC de 250 watts, cadascun representant una forma d’ona de corrent a un factor d’escala equivalent.
Podem veure fàcilment que el resultat obtingut d’un PFC basat en inductors passius és un 33% més alt que els pics de corrent que amb el filtre de PFC actiu.
Tot i que això pot superar les normes IEC61000-3-2, definitivament no estarà a l’alçada de la regla de requisits de 0,9PF més estricta recent i fallaria el nivell d’acceptació de control de qualitat, establert segons aquestes noves normes.
Diagrama bàsic de blocs
A causa de la tendència del mercat electrònic en curs, on podem veure com augmenten els costos del coure juntament amb l’augment del procés de nuclis magnètics i la introducció de materials semiconductors moderns i molt més econòmics, no serà una sorpresa si observem l’enfocament actiu de PFC cada vegada és més popular que la contrapartida passiva.
I aquesta tendència es podria percebre que s’enfortirà encara més en el futur pròxim, presentant solucions PFC cada vegada més avançades i millorades per a molts fabricants i dissenyadors de SMPS.
Comparació d'harmònics de línia d'entrada amb els estàndards IEC610003-2
A la figura següent podem veure les traces de tres resultats SMPS de PC de 250 watts separats amb referència a les restriccions IEC6000-3-2. La restricció indicada és vàlida per a tots els aparells de classe D, com ara ordinadors, televisors i els seus monitors.
El límit de contingut harmònic mostrat es fixa d’acord amb la potència d’entrada dels dispositius. Per als productes relacionats amb llums, com ara llums LED, llums CFL, normalment se segueixen les restriccions de classe C, que són idènticament iguals als seus límits de potència d’entrada.
Altres productes electrònics no convencionals troben el seu límit de PFC en proporció a una potència d’entrada mínima de 600 watts.
Si observem la traça passiva de PFC, trobem que no compleix gaire amb el límit de restricció establert, tan sols un tipus de situació tàctil (a l’harmònic núm. 3)
Analitzar les funcions de PFC passiu
A la següent figura podem veure un exemple clàssic de circuit PFC passiu dissenyat per a una font d’alimentació tradicional per a PC. El més destacable aquí és la connexió de l’aixeta central de l’inductor PFC amb la tensió d’entrada de la línia d’entrada.
Mentre es troba en el mode de selecció de 220 V (interruptor obert), les dues seccions senceres de l’inductor s’apliquen amb la xarxa de rectificadors que funciona com un circuit de rectificació de pont complet.
No obstant això, en el mode de 110 V (interruptor tancat), només el 50% o la meitat de la bobina s’utilitza a través de la secció lateral esquerra de la bobina que s’està implementant, mentre que la secció del rectificador es transforma ara en un circuit de duplicador de rectificador de mitja ona.
Atès que la selecció de 220V es generarà al voltant de 330V després de la rectificació d'ona completa, aquesta forma l'entrada de bus per al SMPS i té la possibilitat de fluctuar significativament d'acord amb la tensió de la línia d'entrada.
Exemple de diagrama de circuits
Tot i que aquest disseny passiu de PFC pot semblar bastant senzill i impressionant amb el seu rendiment, pot presentar alguns inconvenients notables.
Juntament amb la naturalesa voluminosa del PFC, dues altres coses que afecten el seu rendiment són la primera, la inclusió d’un commutador mecànic que fa que el sistema sigui vulnerable a un possible error humà durant l’operació de la unitat i també els problemes de desgast associats.
En segon lloc, el fet de no estabilitzar-se la tensió de la línia produeix ineficiències relatives en els fronts de cost-efectivitat i precisió de conversió de potència de CC a CC vinculada a la sortida de PFC.
Controladors de mode de conducció crítica (CrM)
L'etapa del controlador anomenada mode de conducció crítica, que també es denomina mode de transició o controlador de mode de conducció límit (BCM), és una configuració de circuits que es pot trobar efectivament en aplicacions d'electrònica d'il·luminació. Tot i que no tenen problemes amb la seva facilitat d’ús, aquests controladors són relativament cars.
El següent diagrama 1-8 mostra un disseny regular de circuits de controladors CrM.
Normalment, un controlador CrM PFC posseeix el tipus de circuit mostrat anteriorment, que es pot entendre amb l'ajut dels punts següents:
Una entrada d'una etapa multiplicadora de referència rep un senyal dimensionat adequadament d'una sortida d'amplificador d'error associada que té un pol de baixa freqüència.
L’altra entrada del multiplicador es pot veure referenciada amb una tensió fixada de CC estabilitzada extreta d’una entrada de línia de CA rectificada.
Per tant, la sortida resultant del multiplicador és el producte de la CC relativa de la sortida de l’ampli d’error i el senyal referenciat en forma de polsos sinusoïdals d’ona completa d’AC de l’entrada de CA.
Aquesta sortida de l'etapa multiplicadora es pot veure també en forma de polsos d'ona sinusoïdal d'ona completa, però reduïts adequadament en proporció amb l'ús del senyal d'error aplicat (factor de guany) com a referència per a la tensió d'entrada.
L’amplitud del senyal d’aquesta font es modifica adequadament per tal d’implementar la potència mitjana especificada adequada i assegurar una tensió de sortida regulada adequada.
L'etapa que s'encarrega de processar l'amplitud del corrent fa que el corrent flueix d'acord amb la forma d'ona de sortida del multiplicador, tot i que es pot esperar que l'amplitud del senyal del corrent de freqüència de línia (després del suavitzat) sigui la meitat que aquesta referència de l'etapa del multiplicador. .
Aquí, les operacions dels circuits de configuració de corrent es poden entendre de la següent manera:
En referència al diagrama anterior, Vref representa el senyal que surt de l’etapa multiplicadora, que s’alimenta a una de les opamps d’un comparador la segona entrada de la qual es fa referència amb el senyal de forma d’ona actual.
En l’interruptor d’alimentació, el corrent a través de l’inductor augmenta lentament fins que el senyal de la derivació ha assolit el nivell de Vref.
Això obliga el comparador a canviar la seva sortida d’On a OFF apagant l’alimentació del circuit.
Tan bon punt això passa, la tensió que gradualment creixia a través de l’inductor comença a baixar lentament cap a zero i un cop toca zero, la sortida opamp es torna a activar i torna a engegar-se i el cicle es repeteix.
Com el nom de la característica anterior significa, el patró de control del sistema mai permet que el corrent inductor dispari per sobre del límit predeterminat a través dels modes de commutació continus i discontinus.
Aquesta disposició ajuda a predir i calcular la relació entre el nivell de pic pic actual de la sortida resultant de l’opamp. Atès que la resposta és en forma d'ones triangulars, la mitjana de la forma d'ona significa precisament el 50% dels pics reals de les formes d'ona del triangle.
Això implica que el valor mitjà resultant del senyal actual de les ones del triangle seria = Corrent inductor x R sentit o simplement situaria la meitat del nivell de referència preestablert (Vref) de l’opamp.
La freqüència dels reguladors que utilitzen el principi anterior dependrà de la tensió de línia i del corrent de càrrega. La freqüència pot ser molt més alta a tensions de línia més altes i pot variar a mesura que l’entrada de línia variï.
Mode de conducció crítica tancat amb freqüència (FCCrM)
Tot i la seva popularitat en diverses aplicacions de control PFC de subministrament d’energia industrial, el controlador CrM explicat anteriorment comporta alguns inconvenients inherents.
El principal defecte d’aquest tipus de control PFC actiu és la seva inestabilitat de freqüència respecte a les condicions de càrrega i de línia, que mostra un augment de freqüència amb càrregues més lleugeres i tensions de línia més altes, i també mentre cada vegada que l’ona sinusoïdal d’entrada s’aproxima als passos zero.
Si s’intenta corregir aquest problema afegint una pinça de freqüència, es produirà una sortida amb una forma d’ona de corrent distorsionada, cosa que sembla inevitable a causa del fet que “Ton” no està ajustat per a aquest procediment.
No obstant això, el desenvolupament d'una tècnica alternativa ajuda a aconseguir una veritable correcció del factor de potència fins i tot en el mode discontinu (DCM). El principi de funcionament es pot estudiar a la figura següent i amb les equacions adjuntes.
En referència al diagrama anterior, el corrent de pic de la bobina es pot avaluar resolent:
El corrent mitjà de la bobina en referència al cicle de commutació (que se suposa addicionalment com el corrent instantani de línia per al cicle de commutació donat, a causa del fet que la freqüència de commutació sol ser superior a la freqüència de línia en què es produeixen les variacions de la tensió de línia ), s’expressa amb la fórmula:
La combinació de la relació anterior i la simplificació dels termes proporciona el següent:
L’expressió anterior indica clarament i implica que en cas que s’implementi un mètode en què un algorisme tingui cura de mantenir ton.tcycle / Tsw a un nivell constant, ens permetria aconseguir un corrent de línia sinusoïdal que tingui un factor de potència unitari fins i tot en el discontinu mode de funcionament.
Tot i que les consideracions anteriors revelen alguns avantatges distints per a la tècnica de controlador DCM proposada, no sembla que sigui l'elecció ideal a causa dels nivells de corrent de pic elevats associats, com es demostra a la taula següent:
Per tal d’aconseguir unes condicions PFC ideals, un enfocament assenyat seria implementar una condició en què els modes d’operacions DCM i Crm es fusionin per obtenir el millor d’aquests dos homòlegs.
Per tant, quan les condicions de càrrega no són pesades i el CrM funciona a alta freqüència, el circuit passa a un mode d’operació DCM i, en el cas que el corrent de càrrega sigui elevat, es permet que la condició Crm persisteixi perquè els pics de corrent es mantinguin no tendeixen a creuar els límits alts indesitjables.
Aquest tipus d'optimització entre els dos modes de control suggerits es pot visualitzar millor a la figura següent, on es combinen els avantatges dels dos modes de control per aconseguir les solucions més desitjables.
Continua el mode de conducció
El mode de conducció contínua de PFC es podria fer força popular en dissenys SMPS a causa de la seva aplicació flexible i el seu abast i els diversos avantatges associats.
En aquest mode, la tensió màxima actual es manté a un nivell inferior, cosa que provoca pèrdues de commutació minimitzades dins dels components rellevants i, a més, l’ondulació d’entrada es fa a un nivell mínim amb una freqüència relativament constant, que al seu torn permet el procés de suavitzat molt més senzill per a el mateix.
Els següents atributs associats al tipus de PFC de CCM han de ser discutits una mica més elaboradament.
Vrms2 Control
Un dels atributs vitals amb més disseny de PFC aplicat universalment és el senyal de referència que ha de ser una imitació per estepa del voltatge d’entrada rectificat.
Aquest equivalent rectificat minimitzat de la tensió d'entrada s'aplica finalment al circuit per configurar la forma d'ona correcta per al corrent de sortida.
Com s’ha comentat anteriorment, normalment s’utilitza una etapa de circuit multiplicador per a aquesta operació, però com sabem que una etapa de circuit multiplicador podria ser relativament menys rendible que un sistema multiplicador tradicional d’entrada twn.
A la figura següent es pot veure un disseny clàssic d’exemple que mostra un enfocament PFC en mode continu.
Com es pot veure, aquí el convertidor d’impulsió s’activa amb l’ajuda d’un PWM en mode de corrent mitjà, que es fa responsable de dimensionar el corrent d’inductor (corrent d’entrada del convertidor), en referència al senyal de corrent d’ordres, V (i) , que es pot veure com l'equivalent reduït de la tensió d'entrada V (in) a una proporció de VDIV.
Això s’implementa dividint el senyal de tensió d’error amb el quadrat del senyal de tensió d’entrada (suavitzat pel condensador Cf, per tal de crear un factor d’escala simplificat en referència al nivell de tensió d’entrada).
Tot i que us pot resultar una mica incòmode veure que el senyal d’error es divideix pel quadrat de la tensió d’entrada, la raó darrere d’aquesta mesura és crear un guany de bucle (o una resposta dependent transitòria) que pot no estar basat en la tensió d’entrada. desencadenant.
La quadratura de la tensió al denominador es neutralitza amb el valor de Vsin juntament amb la funció de transferència del control PWM (la proporcionalitat del pendent del gràfic actual de l’inducror amb la tensió d’entrada).
Tanmateix, un desavantatge d’aquesta forma de PFC és la flexibilitat del multiplicador, que obliga a aquesta etapa a ser una mica sobredissenyada especialment a les seccions de manipulació de potència del circuit, de manera que manté fins i tot els pitjors casos de dissipació de potència.
Control de mode de corrent mitjà
A la figura anterior podem veure com el senyal de referència produït a partir del multiplicador V (i) significa la forma de la forma d’ona i el rang d’escala del corrent d’entrada PFC.
L'etapa PWM indicada es fa responsable d'assegurar un corrent d'entrada mitjà que sigui igual al valor de referència. El procediment s'executa a través d'una etapa de controlador de mode de corrent mitjà, com es pot veure a la figura que es mostra a continuació.
El control de mode de corrent mitjà es configura bàsicament per regular el corrent mitjà (entrada / sortida) en referència al senyal de control Icp, que al seu torn es crea emprant un bucle de CC de baixa freqüència a través d’una etapa de circuit d’amplificador d’error, i això no és res més que el corrent equivalent corresponent al senyal Vi que es mostra a la figura anterior.
L’amplificador de corrent d’escenari funciona com a integrador de corrent i també com a amplificador d’errors, per tal de regular la forma de la forma d’ona, mentre que el senyal Icp que es genera a través de Rcp esdevé el responsable d’executar el control de voltatge d’entrada CC.
Per tal d’assegurar una resposta lineal de l’amplificador de corrent, cal que la seva entrada sigui similar, la qual cosa significa que la diferència de potencial generada a través de R (derivació) ha de ser similar a la tensió generada al voltant de Rcp, perquè no podem tenir una CC a través de la entrada de resistència no inversora de l'amplificador de corrent.
La sortida generada per l’amplificador de corrent se suposa que és un senyal d’error de “baixa freqüència” en funció del corrent mitjà de la derivació, així com del senyal de l’ISP.
Ara un oscil·lador genera un senyal de dents de serra que s’utilitza per comparar el senyal anterior amb ell, tal com es fa amb el disseny de control de mode de tensió.
Això resulta en la creació de PWM determinats mitjançant la comparació dels dos senyals esmentats anteriorment.
Solucions PFC avançades
Els diversos mètodes de controls PFC tal com es va comentar anteriorment (CrM, CCM, DCM) i les seves variants proporcionen als dissenyadors diverses opcions de configuració de circuits PFC.
No obstant això, malgrat aquestes opcions, la cerca constant per aconseguir mòduls millors i més avançats en termes d’eficiència ha fet possible la diagnosi de dissenys més sofisticats per a aquestes aplicacions.
En parlarem més sobre aquest article, ja que aquest article s’actualitza amb les darreres novetats sobre el tema.
Anterior: Com seleccionar el carregador adequat per a la bateria de ions de li Següent: Circuit Solar E Rickshaw
