Circuit estabilitzador de tensió SMPS

Proveu El Nostre Instrument Per Eliminar Problemes





L'article explica un circuit d'estabilitzador de tensió de xarxa de mode de commutació d'estat sòlid sense relés, mitjançant un convertidor d'augment de nucli de ferrita i un parell de circuits de control de mosfet de mig pont. La idea va ser sol·licitada pel senyor McAnthony Bernard.

Especificacions tècniques

Darrerament vaig començar a mirar els estabilitzadors de tensió s’utilitzen a la casa per regular el subministrament de serveis públics , augmentant el voltatge quan la xarxa és baixa i baixa quan la xarxa és alta.



Està construït al voltant del transformador de xarxa (nucli de ferro) enrotllat a l'estil del transformador automàtic amb moltes aixetes de 180v, 200v, 220v, 240v 260v etc.

el circuit de control amb l'ajuda d'un relés selecciona l'aixeta adequada per a la sortida. suposo que esteu familiaritzat amb aquest dispositiu.



Vaig començar a pensar a implementar la funció d’aquest dispositiu amb SMPS. El que tindrà l'avantatge de donar 220vca constant i una freqüència estable de 50hz sense utilitzar relés.

He adjuntat en aquest correu el diagrama de blocs del concepte.

Si us plau, feu-me saber què en penseu, si té sentit fer aquesta ruta.

Realment funcionarà i tindrà el mateix propòsit? .

També necessitaré la vostra ajuda a la secció del convertidor de CC a CC d’alta tensió.

Salutacions
McAnthony Bernard

El disseny

El circuit d'estabilitzador de tensió de xarxa basat en nucli de ferrita d'estat sòlid proposat sense relés es pot entendre fent referència al següent diagrama i a la següent explicació.

RVCC = 1K.1 watt, CVCC = 0.1uF / 400V, CBOOT = 1uF / 400V

La figura anterior mostra la configuració real per implementar una sortida estabilitzada de 220V o 120V independentment de les fluctuacions d’entrada o d’una sobrecàrrega mitjançant l’ús d’un parell de fases de processador de convertidor d’augment no aïllades.

Aquí dos circuits integrats de mosfet amb controlador de pont es converteixen en els elements crucials de tot el disseny. Els circuits integrats implicats són el versàtil IRS2153, dissenyat específicament per conduir mosquetes en mode de mig pont sense la necessitat de complexos circuits externs.

Podem veure incorporades dues etapes de controlador de mig pont idèntiques, on s’utilitza el controlador esquerre com a etapa de control de pujada mentre que el costat dret està configurat per processar la tensió de pujada en una sortida d’ona sinusoïdal de 50 Hz o 60 Hz juntament amb un control de voltatge extern circuit.

Els circuits integrats estan programats internament per produir un cicle de treball fixat del 50% a través dels pinouts de sortida mitjançant una topologia de tòtem. Aquests pinouts estan connectats amb els mosfets de potència per implementar les conversions previstes. Els circuits integrats també inclouen un oscil·lador intern per permetre la freqüència necessària a la sortida, la velocitat de la freqüència està determinada per una xarxa Rt / Ct connectada externament.

Utilització de la funció Apaga

L'IC també compta amb una instal·lació d'apagada que es pot utilitzar per aturar la sortida en cas de sobrecorrient, sobretensió o qualsevol situació catastròfica sobtada.

Per a més informació sobre th és IC de controladors de mig pont, podeu referir-vos a aquest article: IC IRS2153 (1) del controlador de mosfet de mig pont (D) - Pinouts, notes d'aplicació explicades

Les sortides d’aquests circuits integrats són extremadament equilibrats a causa d’un arrencada interna molt sofisticada i un processament a temps mort que garanteixen un funcionament perfecte i segur dels dispositius connectats.

Al circuit estabilitzador de tensió de xarxa SMPS discutit, l’escenari lateral esquerre s’utilitza per generar uns 400V a partir d’una entrada de 310V derivada rectificant l’entrada de xarxa de 220V.

Per a una entrada de 120V, es pot configurar l’escenari per generar uns 200V a través de l’inductor mostrat.

L'inductor es pot enrotllar sobre qualsevol conjunt de nucli EE / bobina estàndard mitjançant 3 fils paral·lels (bifilars) de fil de coure super esmaltat de 0,3 mm, i aproximadament 400 voltes.

Selecció de la freqüència

La freqüència s’ha d’establir seleccionant correctament els valors de l’Rt / Ct de manera que s’aconsegueixi una alta freqüència d’uns 70 kHz per a l’etapa del convertidor d’impulsió esquerre, a través de l’inductor mostrat.

L'IC del controlador del costat dret es col·loca per treballar amb els 400V CC anteriors des del convertidor de reforç després de la rectificació i filtració adequades, tal com es pot comprovar al diagrama.

Aquí es seleccionen els valors de Rt i Ct per adquirir aproximadament 50Hz o 60Hz (segons les especificacions del país) a través de la sortida de mosfets connectats

Tanmateix, la sortida de l’etapa de control del costat dret pot arribar a ser de 550 V, i cal regular-la als nivells de seguretat desitjats, aproximadament a 220 V o 120 V

Per a això, s'inclou una configuració simple d'amplificador d'error opamp, tal com es representa al següent diagrama.

Circuit de correcció de sobretensió

Com es mostra al diagrama anterior, l’etapa de correcció de tensió utilitza un comparador opamp senzill per a la detecció de l’estat de sobretensió.

El circuit només s’ha de configurar una vegada per gaudir d’una tensió estabilitzada permanent al nivell establert, independentment de les fluctuacions d’entrada o de la sobrecàrrega, tot i que no es poden superar més enllà d’un límit tolerable especificat del disseny.

Com es il·lustra, el subministrament a l'amperador d'error es deriva de la sortida després de la rectificació adequada de la CA en un corrent net de baixa intensitat estabilitzat de 12 V CC per al circuit.

el pin # 2 es designa com a entrada de sensor per a l’IC mentre que el pin no 3 que inverteix es fa referència a un fix de 4,7 V a través d’una xarxa de díodes zener de subjecció.

L'entrada de detecció s'extreu d'un punt no estabilitzat del circuit i la sortida de l'IC està connectada amb el pin Ct de l'IC del controlador lateral dret.

Aquest pin funciona com el pin d’apagada per a l’IC i tan aviat com experimenta un mínim inferior a 1/6 del seu Vcc, desactiva instantàniament els fluxos de sortida als mosfets que tanquen el procediment en un parat.

El valor predeterminat associat amb el pin número 2 de l'opamp s'ajusta adequadament de manera que la sortida de corrent altern de la CA es redueixi a 220 V a partir de la sortida disponible de 450 V o 500 V, o a 120 V a partir d'una sortida de 250 V.

Mentre el pin # 2 experimenti un voltatge més elevat en referència al pin # 3, continua mantenint baixa la seva sortida, que al seu torn mana que el controlador IC es tanqui, tot i que el 'tancament' corregeix instantàniament l'entrada opamp, forçant-la per retirar el senyal baix de sortida i el cicle manté la correcció automàtica de la sortida fins als nivells precisos, tal com determina la configuració predeterminada del pin # 2.

El circuit d'amplificador d'error continua estabilitzant aquesta sortida i, atès que el circuit té l'avantatge d'un marge significatiu del 100% entre el voltatge de la font d'entrada i els valors de tensió regulats, fins i tot en condicions de tensió extremadament baixa, les sortides aconsegueixen proporcionar la tensió estabilitzada fixa a la càrrega. Independentment de la tensió, el mateix passa amb un cas en què es connecta una càrrega o una sobrecàrrega inigualable a la sortida.

Millora del disseny anterior:

Una investigació acurada demostra que el disseny anterior es pot modificar i millorar molt per augmentar la seva eficiència i qualitat de sortida:

  1. L’inductor no és realment necessari i es pot eliminar
  2. La sortida s’ha d’actualitzar a un circuit de pont complet perquè la potència sigui òptima per a la càrrega
  3. La sortida ha de ser una ona sinusoïdal pura i no modificada, com es pot esperar en el disseny anterior

Totes aquestes funcions s'han tingut en compte i s'han tingut en compte a la següent versió actualitzada del circuit estabilitzador d'estat sòlid:

Funcionament del circuit

  1. IC1 funciona com un circuit oscil·lador multivibrador astable normal, la freqüència es pot ajustar canviant el valor de R1 adequadament. Això decideix el nombre de 'pilars' o 'picats' per a la sortida SPWM.
  2. La freqüència de l'IC 1 al seu pin número 3 s'alimenta al pin número 2 d'IC2, que es connecta com a generador PWM.
  3. Aquesta freqüència es converteix en ones triangulars al pin 6 de IC2, que es compara amb una tensió de mostra al pin 5 de IC2
  4. El pin número 5 d’IC2 s’aplica amb una ona sinusoïdal de mostra a una freqüència de 100 Hz adquirida pel rectificador de pont, després de baixar adequadament la xarxa elèctrica fins a 12V.
  5. Aquestes mostres d’ona sinusoïdal es comparen amb les ones triangulars del pin # 7 d’IC2, cosa que resulta en un SPWM proporcionalment reduït al pin # 3 d’IC2.
  6. Ara, l'amplada del pols d'aquest SPWM depèn de l'amplitud de les ones sinuoses de la mostra del rectificador de pont. En altres paraules, quan la tensió de xarxa de CA és més alta produeix SPWM més amples i quan la tensió de xarxa de CA és inferior, redueix l’amplada de SPWM i la fa més estreta proporcionalment.
  7. El SPWM anterior invertit per un transistor BC547 i aplicat a les portes dels mosfets laterals baixos d'una xarxa de controladors de pont complet.
  8. Això implica que quan el nivell de xarxa de CA baixarà, la resposta a les portes del mosfet serà en forma de SPWM proporcionalment més amples i, quan augmenti la tensió de xarxa de CA, les portes experimentaran un SPWM que es deteriora proporcionalment.
  9. L'aplicació anterior donarà lloc a un augment proporcional de la tensió a través de la càrrega connectada entre la xarxa de ponts H cada vegada que caigui la xarxa elèctrica d'entrada i, per contra, la càrrega passarà per una quantitat proporcional de caiguda de tensió si la CA tendeix a pujar per sobre del nivell de perill.

Com configurar el circuit

Determineu el punt aproximat de transició central on la resposta SPWM pot ser idèntica al nivell de corrent altern.

Suposem que el seleccioneu a 220V i, a continuació, ajusteu el valor predefinit de 1K de manera que la càrrega connectada al pont H rebi aproximadament 220V.

Això és tot, la configuració ja està completa i la resta s’encarregarà automàticament.

Com a alternativa, podeu fixar la configuració anterior cap al nivell de llindar de tensió inferior de la mateixa manera.

Suposem que el llindar inferior és de 170 V, en aquest cas introduïu un circuit de 170 V al circuit i ajusteu el valor predefinit de 1 K fins que trobeu aproximadament 210 V a través de la càrrega o entre els braços del pont H.

Aquests passos conclouen el procediment de configuració i la resta s’ajustarà automàticament segons les alteracions del nivell de CA d’entrada.

Important : Si us plau, connecteu un condensador d’alt valor de l’ordre de 500uF / 400V a través de la línia rectificada de CA alimentada a la xarxa del pont H, de manera que la CC rectificada pugui arribar fins als 310V CC a través de les línies BUS del pont H.




Anterior: Fer un circuit regulador de voltatge de 3,3 V, 5 V amb díodes i transistors Següent: Circuit de timbres musicals senzills