IGBT significa Transistor bipolar a porta aïllada , un semiconductor de potència que inclou el característiques d'un MOSFET alta velocitat, commutació de porta dependent de la tensió i propietats mínimes de resistència ON (baixa tensió de saturació) de BJT .
La Figura 1 mostra un circuit equivalent a IGBT, on un transistor bipolar funciona amb un arquitecte de porta MOS, mentre que el circuit IGBT similar és en realitat una barreja d’un transistor MOS i un transistor bipolar.
Els IGBT, que prometen una velocitat de commutació ràpida juntament amb unes característiques mínimes de la tensió de saturació, s’utilitzen en un ampli ventall, des d’aplicacions comercials com en unitats d’aprofitament d’energia solar i font d’alimentació ininterrompuda (SAI), fins a camps electrònics de consum, com el control de temperatura per a estufes d'escalfament per inducció , equips d'aire condicionat PFC, inversors i estroboscopis de càmeres digitals.
La figura 2 següent mostra una avaluació entre els dissenys i atributs interns del IGBT, el transistor bipolar i el MOSFET. El marc fonamental de la IGBT és el mateix que el d’un MOSFET que té una capa p + posada a la secció de drenatge (col·lector) i també una unió pn addicional.
A causa d'això, sempre que els portadors minoritaris (forats) tendeixen a ser inserits a través de la capa p + a la capa n amb modulació de conductivitat, la resistència de la capa n es redueix dràsticament.
En conseqüència, la IGBT proporciona una reducció tensió de saturació (resistència ON més petita) en comparació amb un MOSFET quan s’enfronta a un corrent enorme, permetent així pèrdues mínimes de conducció.
Dit això, tenint en compte que per al recorregut de flux de sortida dels forats, l'acumulació de portadors minoritaris en els períodes de desactivació està prohibida a causa del disseny particular d'IGBT.
Aquesta situació dóna lloc a un fenomen conegut com corrent de cua , en què l’apagada s’alenteix. Quan es desenvolupa el corrent de cua, el període de commutació es retarda i es retarda, més que el d’un MOSFET, cosa que provoca un augment de les pèrdues de temps de commutació durant els períodes d’activació de l’IGBT.
Valoracions màximes absolutes
Les especificacions màximes absolutes són els valors designats per garantir una aplicació segura i sonora de l’IGBT.
Creuar aquests valors màxims absoluts especificats fins i tot momentàniament pot provocar la destrucció o el trencament del dispositiu, per tant, assegureu-vos de treballar amb els IGBT dins dels valors màxims tolerables tal com es suggereix a continuació.
Estadístiques d'aplicacions
Fins i tot si els paràmetres d’aplicació recomanats, com ara la temperatura de treball / corrent / voltatge, etc., es mantenen dins dels valors màxims absoluts, en cas que l’IGBT sigui sovint sotmès a una càrrega excessiva (temperatura extrema, gran subministrament de corrent / tensió, oscil·lacions de temperatura extremes, etc.), la durabilitat del dispositiu es pot veure greument afectada.
Característiques elèctriques
Les dades següents ens informen sobre les diverses terminologies i paràmetres relacionats amb IGBT, que normalment s’utilitzen per explicar i entendre el funcionament d’un IGBT en detall.
Corrent de col·lector, Disipació de col·lector : La figura 3 mostra la forma d'ona de temperatura de dissipació del col·lector de la IGBT RBN40H125S1FPQ. Es mostra la dissipació màxima tolerable del col·lector per a diferents temperatures de casos.
La fórmula que es mostra a continuació es fa aplicable en situacions en què la temperatura ambient TC = 25 graus centígrads o més.
Pc = (Tjmax - Tc) / Rth (j - c)
Per a condicions en què la temperatura ambient TC és = 25 ℃ o inferior, s'aplica la dissipació del col·lector IGBT d'acord amb la seva màxima valoració absoluta.
La fórmula per calcular el corrent del col·lector d’un IGBT és:
Ic = (Tjmax - Tc) / Rth (j - c) × VCE (sat)
Tanmateix, l'anterior és la fórmula general, simplement és un càlcul que depèn de la temperatura del dispositiu.
El corrent del col·lector dels IGBT està determinat per la seva tensió de saturació del col·lector / emissor VCE (sat), i també en funció de les seves condicions de corrent i temperatura.
A més, el corrent del col·lector (pic) d’un IGBT es defineix per la quantitat de corrent que pot gestionar, que al seu torn depèn de la manera com s’instal·la i de la seva fiabilitat.
Per aquest motiu, es recomana als usuaris que no superin mai el límit màxim tolerable d’IGBT mentre els utilitzen en una aplicació de circuit determinada.
D'altra banda, fins i tot si el corrent del col·lector pot ser inferior a la potència màxima del dispositiu, podria quedar restringit per la temperatura de la unió de la unitat o la zona d'operació segura.
Per tant, assegureu-vos de tenir en compte aquests escenaris en implementar un IGBT. Tant els paràmetres, el corrent del col·lector com la dissipació del col·lector se solen designar com a valoracions màximes del dispositiu.
Zona operativa segura
El El SOA d’un IGBT consisteix en un SOA de polarització directa i un SOA de polarització inversa, però, atès que l’interval particular de valors pot variar d’acord amb les especificacions del dispositiu, es recomana als usuaris verificar els fets equivalents al full de dades. La figura 5 il·lustra l’àrea d’operació segura de polarització directa (FBSOA) de l’IGBT RBN50H65T1FPQ. El SOA es divideix en 4 regions en funció de limitacions particulars, tal com es descriu a continuació: La figura 6 mostra l’àrea d’operació segura de polarització inversa (RBSOA) de l’IGBT RBN50H65T1FPQ. Aquesta característica particular funciona d’acord amb la polarització inversa SOA del transistor bipolar. Sempre que es subministra un biaix invers, que no inclou cap biaix, a través de la porta i l’emissor de l’IGBT durant el seu període d’apagat per a una càrrega inductiva, trobem una alta tensió que s’envia al col·lector-emissor de l’IGBT. Simultàniament, un gran corrent es mou constantment com a resultat d'un forat residual. Dit això, en aquest funcionament no es pot utilitzar SOA de biaix directe, mentre que es pot utilitzar el SOA de biaix invers. El biaix invers SOA es divideix en 2 àrees restringides, tal com s'explica en els punts següents, finalment la zona s'estableix validant els procediments de funcionament reals de la IGBT. Per tant, mentre es dissenya un circuit basat en IGBT , s'ha d'assegurar que la dissipació i altres problemes de rendiment són segons els límits recomanats, i també s'han de tenir en compte les característiques específiques i les constants de ruptura del circuit rellevants per a la tolerància a la ruptura. Per exemple, el SOA de polarització inversa té una característica de temperatura que cau a temperatures extremes i el locus operatiu VCE / IC es desplaça d’acord amb la resistència Rg i la tensió de porta VGE de l’IGBT. Per això, és vital determinar els paràmetres Rg i VGE respecte a l’ecosistema de treball i el valor de resistència de la porta més baix durant els períodes d’apagat. A més, un circuit descarregat pot ser útil per controlar el VCE de dv / dt. La figura 7 indica les característiques de sortida d’IGBT RBN40H125S1FPQ. La imatge representa la tensió del col·lector-emissor mentre el corrent del col·lector passa dins d’una situació de tensió de porta aleatòria. El voltatge del col·lector-emissor, que afecta l’eficiència de manipulació del corrent i la pèrdua durant la condició d’encès, varia segons la tensió de la porta i la temperatura corporal. Cal tenir en compte tots aquests paràmetres durant el disseny d’un circuit de controladors IGBT. El corrent augmenta sempre que VCE assoleix els valors de 0,7 a 0,8 V, tot i que això es deu a la tensió directa de la unió PN del col·lector-emissor PN. La figura 8 mostra les característiques de la tensió de saturació del col·lector-emissor enfront de les característiques de la tensió de la porta de l’IGBt RBN40H125S1FPQ. Essencialment, el VCE (sat) comença a caure a mesura que augmenta la tensió VGE-emissor, tot i que el canvi és nominal mentre que VGE = 15 V o superior. Per tant, es recomana treballar amb un voltatge de porta / emissor VGE que sigui al voltant de 15 V, sempre que sigui possible. La figura 9 mostra les característiques del corrent del col·lector en comparació amb el voltatge de la porta de la IGBT RBN40H125S1FPQ. Les característiques IC / VGE es basen en canvis de temperatura, tot i que la regió de baixa tensió de la porta cap al punt d’intersecció tendeix a ser coeficient de temperatura negatiu, mentre que la regió de tensió de porta elevada significa coeficients de temperatura positius. Tenint en compte que els IGBT de potència generaran calor mentre estiguin en funcionament, és més avantatjós prestar atenció a la regió del coeficient de temperatura positiva, particularment quan els dispositius funcionen en paral·lel . El condició de tensió de porta recomanada mitjançant VGE = 15V mostra les característiques positives de la temperatura. Les figures 10 i 11 demostren com funciona el voltatge de saturació del col·lector-emissor, juntament amb el voltatge del llindar de la porta A causa del fet que la tensió de saturació del col·lector-emissor presenta unes característiques de coeficient de temperatura positives, no és fàcil que passi el corrent mentre l’operació IGBT dissipa una elevada quantitat de temperatura, que es fa responsable del bloqueig del corrent efectiu durant l’operació paral·lela IGBT. Per contra, el funcionament del voltatge llindar de l'emissor de porta depèn de característiques de temperatura negatives. Durant una elevada dissipació de calor, el voltatge llindar cau cap avall, provocant una major possibilitat de mal funcionament del dispositiu resultant de la generació de soroll. Per tant, pot ser crucial fer proves conscients centrades en les característiques especificades anteriorment. Característiques de la càrrega: La figura 12 mostra les característiques de càrrega de la porta d’un dispositiu IGBT normal. Les característiques de les portes IGBT coincideixen bàsicament amb els mateixos principis aplicats als MOSFET de potència i proporcionen com a variables que decideixen el corrent i la dissipació de la unitat del dispositiu. La figura 13 mostra la corba característica, dividida en períodes 1 a 3. Període 1: la tensió de la porta augmenta fins a la tensió llindar on el corrent només comença a fluir. La secció ascendent de VGE = 0V és la part responsable de carregar la capacitat Cge de l'emissor de porta. Període 2: Mentre transcorre la transició de la regió activa a la regió de saturació, la tensió del col·lector-emissor comença a alterar-se i es carrega la capacitat Cgc de la porta-col·lector. Aquest període en particular ve amb un augment notable de la capacitat a causa de l’efecte mirall, que fa que el VGE sigui constant. D'altra banda, mentre un IGBT es troba completament en estat ON, el canvi de la tensió a través del col·lector-emissor (VCE) i l'efecte mirall desapareixen. Període 3: en aquest període concret, la IGBT es troba completament saturada i el VCE no mostra canvis. Ara, el voltatge emissor de porta VGE comença a augmentar amb el temps. El corrent de la unitat de porta IGBT depèn de la resistència interna de la porta Rg, la resistència de la font del senyal Rs del circuit del controlador, l’element rg que és la resistència interna del dispositiu i la tensió de la unitat VGE (ON). El corrent de la unitat de porta es calcula mitjançant la següent fórmula. Tenint en compte l’anterior, s’hauria de crear el circuit de sortida del controlador IGBT que garanteixi un potencial de la unitat actual igual o superior a IG (pic). Normalment, el corrent pic passa a ser menor que el valor determinat mitjançant la fórmula, a causa del retard implicat en un circuit del controlador i també del retard en la pujada dIG / dt del corrent de porta. Es poden produir a causa d’aspectes com la inductància del cablejat des del circuit de la unitat fins al punt de connexió de la porta del dispositiu IGBT. A més, les propietats de commutació de cada encès i apagat poden dependre enormement de Rg. Això eventualment pot afectar el temps de canvi i els dèficits de commutació. És crucial triar un Rg adequat respecte a les característiques del dispositiu en ús. Les pèrdues que es produeixen en el circuit de control IGBT es poden representar mitjançant la fórmula donada a continuació si totes les pèrdues desenvolupades a partir del circuit de control són absorbides pels factors de resistència comentats anteriorment. ( f indica la freqüència de commutació). P (pèrdua de la unitat) = VGE (activat) × Qg × f Tenint en compte que l'IGBT és un component de commutació, el seu encès, la velocitat de desconnexió és un dels principals factors que afecten la seva eficiència operativa (pèrdua). La figura 16 mostra el circuit que es pot utilitzar per mesurar la commutació de càrrega d’inductància d’un IGBT. Com que la pinça del díode està connectada en paral·lel a la càrrega inductiva L, el retard de l’activació de l’IGBT (o la pèrdua d’activació) sol estar afectat per les característiques del temps de recuperació del díode. El temps de commutació d’un IGBT, tal com es mostra a la figura 17, es pot classificar en 4 períodes de mesura. A causa del fet que el temps canvia dràsticament per a cada període respecte a situacions de Tj, IC, VCE, VGE i Rg, aquest període s’avalua amb les següents condicions esbossades. En contrast amb els MOSFET de potència, el IGBT no implica un díode paràsit . Com a resultat, s’utilitza un IGBT integrat que inclou un xip preinstal·lat de díode de recuperació ràpida (FRD) per al control de càrrega d’inductància en motors i aplicacions idèntiques. En aquest tipus d’equips, l’eficiència de treball tant de l’IGBT com del díode preinstal·lat afecta significativament l’eficiència de treball de l’equip i la generació d’interferències de soroll. A més, la recuperació inversa i les qualitats de tensió directa són paràmetres crucials relacionats amb el díode incorporat. Els portadors minoritaris concentrats es descarreguen durant l'estat de commutació just quan el corrent directe passa pel díode fins que s'aconsegueix l'estat de l'element invers. El temps necessari perquè aquests transportistes minoritaris siguin completament alliberats es coneix com el temps de recuperació inversa (TRR). El corrent operatiu implicat durant tot aquest temps es denomina corrent de recuperació inversa (Irr), i el valor integral d’aquests intervals es coneix com a càrrega de recuperació inversa (Qrr). Qrr = 1/2 (Irr x TRR) Tenint en compte que el període de temps de trr està en curtcircuit equivalent, comporta una pèrdua enorme. A més, restringeix la freqüència durant tot el procés de commutació. En general, es considera òptim el trr ràpid i l’Ir reduït (Qrris petit). Aquestes qualitats depenen en gran mesura del corrent de biaix directe IF, diF / dt i de la temperatura d’unió Tj de la IGBT. D’altra banda, si el trr s’aconsegueix més ràpidament, el di / dt resulta més fort al voltant del període de recuperació, tal com passa amb la corresponent tensió del col·lector-emissor dv / dt, que provoca un augment de la propensió a la generació de soroll. A continuació es mostren els exemples que permeten contrarestar la generació de soroll. La propietat de recuperació inversa depèn significativament de la capacitat de tolerància del voltatge / corrent del dispositiu. Aquesta característica es podria millorar mitjançant la gestió de tota la vida, una forta difusió metàl·lica i diverses altres tècniques. La figura 19 mostra les característiques de sortida d’un díode incorporat d’un IGBT estàndard. La tensió directa de díode VF significa la disminució de la tensió produïda quan el corrent IF a través del díode funciona en la direcció de la caiguda de tensió directa del díode. Atès que aquesta característica pot provocar pèrdues de potència durant la generació posterior de CEM (díode de rodes lliures) en aplicacions motoritzades o inductives, es recomana seleccionar VF més petit. A més, tal com es mostra a la figura 19, les característiques del coeficient de temperatura positiu i negatiu es determinen per la magnitud IF del corrent cap endavant del díode. La figura 20 mostra les característiques de resistència de la IGBT contra transitoris tèrmics i díodes integrats. Aquesta característica s'utilitza per determinar la temperatura de la unió Tj de la IGBT. L'amplada del pols (PW) que es mostra sobre l'eix horitzontal significa el temps de commutació, que defineix el pols d'un sol tret i els resultats d'operacions repetitives. Per exemple, PW = 1 ms i D = 0,2 (cicle de treball = 20%) significa que la freqüència de repetició és de 200 Hz ja que el període de repetició és T = 5 ms. Si imaginem PW = 1ms i D = 0,2, i la potència de dissipació Pd = 60W, és possible determinar l’augment de la temperatura de la unió IGBT ΔTj de la manera següent: Les aplicacions que requereixen circuits de commutació IGBT pont com els inversors, un circuit de protecció contra el curtcircuit (sobrecorrent) es fa imprescindible per suportar i protegir-se dels danys durant el temps fins que la tensió de la porta IGBT s’APAGA, fins i tot en una situació de curtcircuit de sortida de la unitat . Les figures 21 i 22 indiquen el temps de rodament de curtcircuit i la capacitat de maneig del corrent de curtcircuit de la IGBT RBN40H125S1FPQ. Aquesta capacitat de resistència de curtcircuit d’un IGBT s’expressa habitualment pel que fa al temps tSC. Aquesta capacitat de resistència es determina principalment en funció del voltatge de l'emissor de porta IGBT, la temperatura corporal i la tensió d'alimentació. S’ha de tenir en compte a l’hora de dissenyar un disseny crític de circuits IGBT de pont H. A més, assegureu-vos d’optar per un dispositiu IGBT amb una puntuació òptima en funció dels paràmetres següents. A més, durant l’instant en què el circuit de protecció contra el curtcircuit o la sobrecàrrega detecta el corrent de curtcircuit i apaga la tensió de la porta, el corrent de curtcircuit és realment increïblement gran que la magnitud de corrent operacional estàndard de l’IGBT. Durant el procés d’apagat amb aquest corrent substancial que utilitza una resistència de porta estàndard Rg, pot provocar el desenvolupament d’una gran tensió de sobretensió, que superi la qualificació IGBT. Per aquest motiu, heu de seleccionar adequadament la resistència de la porta IGBT adequada per afrontar les condicions de curtcircuit, que tingui almenys deu vegades més que el valor de resistència de la porta normal (tot i així romandre dins del valor SOA de biaix directe). Es tracta de contrarestar la generació de tensió de sobretensió a través de ledas de col·lectors-emissors de l’IGBT durant els períodes en què el corrent de curtcircuit està tallat. A més, el temps de resistència al curtcircuit tSC pot provocar la distribució de la sobretensió entre els altres dispositius associats. S'ha de tenir cura de garantir un marge adequat d'un mínim de dues vegades el període de temps estàndard necessari perquè el circuit de protecció contra el curtcircuit comenci a funcionar. La qualificació màxima absoluta per a la temperatura d’unió de la majoria dels dispositius semiconductors Tj és de 150 ℃, però Tjmax = 175 ℃ s’estableix segons el requisit de dispositius de nova generació per suportar les especificacions de temperatura augmentades. Per tal de garantir operacions efectives a Tjmax = 175 ℃, molts dels paràmetres per a la prova de consistència estàndard a 150 ℃ s'havien millorat i s'havia realitzat la verificació operativa. Dit això, els terrenys de prova varien respecte a les especificacions del dispositiu. Assegureu-vos de validar les dades de fiabilitat relacionades amb el dispositiu que podríeu aplicar per obtenir informació addicional. Recordeu també que el valor de Tjmax no és només una restricció per al treball constant, sinó també una especificació de la regulació que no s’ha de superar ni un moment. Cal tenir en compte estrictament la seguretat contra la dissipació d’alta temperatura, fins i tot per un breu moment per a un IGBT, durant l’encesa / apagada. Assegureu-vos de treballar amb IGBT en un entorn que en cap cas excedeixi la temperatura màxima del cas de ruptura de Tj = 175 ℃. Pèrdua de la conducció: Tot i alimentar una càrrega inductiva a través d’un IGBT, les pèrdues ocasionades es classifiquen bàsicament en pèrdues de conducció i pèrdues de commutació. La pèrdua que es produeix tan aviat com s’activa l’IGBT s’anomena pèrdua de conducció, mentre que la pèrdua que es produeix durant el canvi d’IGBT d’ACTIVAT a APAGAT o APAGAT a ON s’anomena pèrdua de commutació. A causa del fet, la pèrdua depèn de la implementació de tensió i corrent, tal com es demostra a la fórmula donada a continuació, la pèrdua es produeix com a conseqüència de l'impacte de la tensió de saturació VCE (sat) del col·lector-emissor, fins i tot mentre el dispositiu funciona. El VCE (sat) hauria de ser mínim, ja que la pèrdua pot provocar la generació de calor dins de la IGBT. Pèrdua de commutació: Com que la pèrdua IGBT pot ser un desafiament estimar mitjançant el temps de commutació, les taules de referència s’incorporen a les fitxes de dades pertinents per ajudar els dissenyadors de circuits a determinar la pèrdua de commutació. La figura 24 següent mostra les característiques de pèrdua de commutació de la IGBT RBN40H125S1FPQ. Els factors Eon i Eoff estan fortament influenciats pel corrent del col·lector, la resistència de la porta i la temperatura de funcionament. Eon (pèrdua d'energia activada) El volum de pèrdua desenvolupat durant el procés d’engegada de l’IGBT per a una càrrega inductiva, juntament amb la pèrdua de recuperació a la recuperació inversa del díode. L’eó es calcula a partir del punt en què la tensió de la porta s’alimenta a la IGBT i el corrent del col·lector comença a viatjar, fins al moment en què la IGBT es transita completament a l’estat ON encès Eoff (pèrdua d’energia desactivada És la magnitud de la pèrdua resultant durant el període de desactivació de les càrregues inductives, que inclou el corrent de cua. El Eoff es mesura des del punt en què s’acaba de tallar el corrent de la porta i comença a pujar la tensió del col·lector-emissor, fins al moment en què l’IGBT arriba a un estat completament APAGAT. El dispositiu de transistor bipolar de porta aïllada (IGTB) és un tipus de dispositiu semiconductor de potència de tres terminals que s’utilitza bàsicament com a commutador electrònic i també és conegut per proporcionar una combinació de commutació extremadament ràpida i alta eficiència en els dispositius més nous. Una gamma d’aparells moderns com ara VFD (Vaiable Frequency Drives), VSF (refrigeradors de velocitat variable), trens, sistemes estèreo amb amplificadors de commutació, cotxes elèctrics i aparells d’aire condicionat utilitzen transistors bipolars de porta aïllada per canviar l’energia elèctrica. Símbol del mode d’esgotament IGBT En el cas que els amplificadors utilitzin transistor bipolar de porta aïllada sovint sintetitzen formes d’ona de naturalesa complexa, juntament amb filtres de pas baix i modulació d’amplada de pols, ja que el transistor bipolar de porta aïllada està dissenyat bàsicament per activar-se i apagar-se a un ritme ràpid i ràpid. Les velocitats de repetició de pols es fan gala dels dispositius moderns que consisteixen en canviar d’aplicació i s’emmarquen dins del rang d’ultrasons, que són les freqüències deu vegades superiors a la freqüència d’àudio més alta que gestiona el dispositiu quan els dispositius s’utilitzen en forma de amplificador d'àudio analògic. Els MOSFET que consisteixen en un alt corrent i les característiques d'una unitat de porta simple es combinen amb els transistors bipolars que tenen una capacitat de voltatge de baixa saturació per part de l'IGTB. IGBT crea un sol dispositiu combinant el transistor de potència bipolar que actua com a commutador i una porta FET aïllada que actua com a entrada de control. El transistor bipolar de porta aïllada (IGTB) s’utilitza principalment en aplicacions que consisteixen en múltiples dispositius que es col·loquen en paral·lel entre si i, la majoria de les vegades, tenen capacitat de maneig de corrents molt elevats que es troben en el rang de centenars d’amperis juntament amb un voltatge de bloqueig de 6000 V, que al seu torn és igual a centenars de quilowatts, utilitza una potència mitjana a alta, com ara calefacció per inducció, fonts d’alimentació en mode commutat i control del motor de tracció. Transistors bipolars de porta aïllada de grans dimensions. El transistor bipolar de porta aïllada (IGTB) és un invent recent i recent de l’època. Es va trobar que els dispositius de primera generació que es van inventar i van llançar-se als anys vuitanta i primers anys de la dècada del 1990 tenien un procés de commutació lent i relativament propens a fallar a través de diferents modes, com ara el latchup (on el dispositiu continuarà encès i no s’encendrà) apagat fins que el corrent continua fluint a través del dispositiu) i avaria secundària (on quan un corrent elevat flueix a través del dispositiu, un punt d'accés localitzat present al dispositiu entra en fugida tèrmica i, com a resultat, crema el dispositiu). Es va observar una gran millora en els dispositius de segona generació i en els dispositius més nous del bloc; els dispositius de tercera generació es consideren fins i tot millors que els dispositius de primera generació de remolc. Els dispositius de tercera generació consisteixen en MOSFET amb una velocitat de rivalització i una tolerància i robustesa d’excel·lent nivell. Els dispositius de segona i tercera generació consisteixen en un índex de pols extremadament alt que els fa molt útils per generar polsos de gran potència en diverses àrees, com la física del plasma i les partícules. Per tant, els dispositius de segona i tercera generació han substituït la majoria dels dispositius més antics, com ara espurnes activades i tiratrons utilitzats en aquestes àrees de la física del plasma i de les partícules. Aquests dispositius també són atractius per als aficionats a l’alta tensió a causa de les seves propietats d’alta puntuació de pols i disponibilitat al mercat a preus baixos. Això permet a l’aficionat controlar enormes quantitats d’energia per conduir dispositius com ara genives i bobines Tesla. Els transistors bipolars de porta aïllada estan disponibles a un preu assequible i, per tant, actuen com a facilitador important per a vehicles híbrids i vehicles elèctrics. Cortesia: Reneses Àrea operativa segura de biaix cap endavant
Zona operativa segura de polarització inversa
Característiques estàtiques
d'un IGBT depenen de la temperatura.
Característiques de la capacitat de la porta
A continuació s’expliquen els procediments de treball relacionats amb cada període.
Com es determina el corrent de la unitat de porta
IG (pic) = VGE (activat) / Rg + Rs + rg 
Càlcul de pèrdues de la unitat
Característiques de commutació
Temps de canvi
Característiques del díode incorporat
Característiques de recuperació inversa de díodes incorporats
Característiques de la tensió directa del díode incorporat
Característiques de la resistència tèrmica
ΔTj = Pd × θj - c (t) = 60 × 0,17 = 10,2 Característiques de càrrega del curtcircuit
Temperatura màxima de connexió Tjmax durant 175 ℃
.
La taula 3 mostra un bon exemple de les condicions de prova de la IGBT RBN40H125S1FPQ, que està dissenyada per suportar 175 operating mentre funciona a altes temperatures.
Pèrdues IGBT
Pèrdua (P) = tensió (V) × corrent (I)
Pèrdua d'activació: P (ON) = VCE (sat) × IC 
Resum
IGBT per a aplicacions d’alta intensitat
Els IGBT són una combinació de BJT i Mosfet
Els IGBT són els transistors més avançats
Els Mosfets nous competeixen amb els IGBT
Anterior: Com fer cèl·lules solars o cèl·lules solars sensibles al colorant a partir de te de fruites Següent: Mòdul de controlador MOSFET Easy H-Bridge per a inversors i motors
