Tanmateix, el procés sempre conserva la relació P = I x V, el que significa que a mesura que la sortida del convertidor augmenta la tensió d’entrada, la sortida experimenta proporcionalment una reducció del corrent, cosa que fa que la potència de sortida sigui gairebé sempre igual a l’entrada. de potència o inferior a la potència d'entrada.
Com funciona un convertidor Boost
Un convertidor d’impulsió és una mena de font d’alimentació en mode de commutació o SMPS que funciona fonamentalment amb dos semiconductors actius (transistor i díode) i amb un mínim d’un component passiu en forma de condensador o un inductor o tots dos per obtenir una major eficiència.Aquí l’inductor s’utilitza bàsicament per augmentar la tensió i s’introdueix el condensador per filtrar les fluctuacions de commutació i per reduir les ondulacions de corrent a la sortida del convertidor.
La font d'alimentació d'entrada que pot ser necessària per augmentar o augmentar es podria adquirir de qualsevol font de corrent continu com bateries, plaques solars, generadors basats en motors, etc.
Principi de funcionament
L’inductor d’un convertidor d’impulsió juga l’important d’augmentar la tensió d’entrada.
L’aspecte crucial que s’encarrega d’activar la tensió d’augment d’un inductor es deu a la seva propietat inherent a resistir o oposar-se a un corrent induït sobtadament a través seu, i a la seva resposta a això amb la creació de camp magnètic i posteriorment la destrucció del magnètic. camp. La destrucció condueix a l'alliberament de l'energia emmagatzemada.
Aquest procés anterior dóna lloc a l’emmagatzematge del corrent a l’inductor i al retrocés d’aquest corrent emmagatzemat a través de la sortida en forma de CEM posterior.
Un circuit de control de transistor de relé es pot considerar un gran exemple de circuit convertidor d’augment. El díode de retrocés connectat a través del relé s’introdueix per curtcircuitar els EMF inversos de la bobina del relé i protegir el transistor sempre que s’apaga.
Si s’elimina aquest díode i es connecta un rectificador de condensador de díode a través del col·lector / emissor del transistor, la tensió augmentada de la bobina del relé es pot recollir a través d’aquest condensador.
El procés del disseny d’un convertidor d’augment té com a resultat un voltatge de sortida sempre superior al voltatge d’entrada.
Configuració del convertidor Boost
En referència a la figura següent, podem veure una configuració estàndard del convertidor d’impulsió; el patró de treball es pot entendre tal com es mostra a continuació:Quan el dispositiu mostrat (que pot ser qualsevol potència estàndard BJT o un mosfet) està engegat, el corrent de la font d’entrada entra a l’inductor i flueix en sentit horari pel transistor per completar el cicle a l’extrem negatiu de la font d’entrada.
Durant el procés anterior, l’inductor experimenta una sobtada introducció de corrent a través de si mateix i intenta resistir l’afluència, que es tradueix en l’emmagatzematge d’una certa quantitat de corrent en ell mitjançant la generació d’un camp magnètic.
A la següent seqüència següent, quan el transistor està apagat, la conducció del corrent es trenca i torna a forçar un canvi sobtat del nivell actual a través de l’inductor. L’inductor respon a això retrocedint o alliberant el corrent emmagatzemat. Com que el transistor està en posició OFF, aquesta energia troba el seu camí a través del díode D i a través dels terminals de sortida mostrats en forma de voltatge CEM posterior.
L'inductor ho fa destruint el camp magnètic que s'hi creava anteriorment mentre el transistor estava en mode d'interruptor.
No obstant això, el procés anterior d’alliberament d’energia s’implementa amb una polaritat contrària, de manera que la tensió d’alimentació d’entrada ara es converteix en sèrie amb la tensió emf posterior de l’inductor. I, com tots sabem, quan les fonts de subministrament s’uneixen en sèrie, el seu voltatge net se suma per produir un resultat combinat més gran.
El mateix passa en un convertidor d’impulsió durant el mode de descàrrega d’inductor, produint una sortida que pot ser el resultat combinat de la tensió EMF posterior de l’inductor i la tensió d’alimentació existent, tal com es mostra al diagrama anterior.
Aquesta tensió combinada resulta en una sortida augmentada o una sortida intensificada que troba el seu camí a través del díode D i del condensador C per arribar finalment a la càrrega connectada.
El condensador C té un paper molt important aquí, durant el mode de descàrrega d’inductor, el condensador C emmagatzema l’energia combinada alliberada i, durant la següent fase, quan el transistor es torna a apagar i l’inductor es troba en mode d’emmagatzematge, el condensador C prova per mantenir l’equilibri subministrant la seva pròpia energia emmagatzemada a la càrrega. Vegeu la figura següent.
Això garanteix una tensió relativament constant per a la càrrega connectada que és capaç d’adquirir energia tant durant els períodes ON com OFF del transistor.
Si no s'inclou C, aquesta característica es cancel·la, donant lloc a una menor potència per a la càrrega i una menor eficiència.
El procés explicat anteriorment continua a mesura que el transistor s’encén / apaga a una freqüència determinada, mantenint l’efecte de conversió d’augment.
Modes de funcionament
Un convertidor boost pot funcionar principalment en dos modes: el mode continu i el mode discontinu.En mode continu, el corrent inductor mai no pot arribar a zero durant el procés de descàrrega (mentre el transistor està apagat).
Això passa quan el temps ON / OFF del transistor es dimensiona de manera que l’inductor sempre es torna a connectar ràpidament amb l’alimentació d’entrada a través del transistor ON encès, abans de poder descarregar-se completament a través de la càrrega i del condensador C.
Això permet a l’inductor produir constantment la tensió d’augment a una velocitat eficient.
En el mode discontinu, el temporitzador d’interruptor del transistor pot estar tan ampli que es pot permetre que l’inductor es descarregui completament i es mantingui inactiu entre els períodes d’encès del transistor, creant enormes tensions d’ondulació a través de la càrrega i del condensador C.
Això podria fer que la sortida sigui menys eficient i amb més fluctuacions.
El millor enfocament és calcular el temps d’encesa / apagada del transistor que produeix una tensió màxima estable a la sortida, és a dir, hem d’assegurar-nos que l’inductor s’activa de manera òptima de manera que ni s’encén massa ràpidament, cosa que potser no li permetrà descarregar òptimament, ni activar-lo molt tard, cosa que podria drenar un punt ineficient.
Càlcul, inductància, corrent, voltatge i cicle de treball en un convertidor Boost
Aquí parlarem només del mode continu, que és la manera preferible d’operar un convertidor d’augment. Avaluem els càlculs relacionats amb un convertidor d’augment en un mode continu:Mentre el transistor es troba en la fase d’engegada, la tensió de la font d’entrada (
) s'aplica a través de l'inductor, induint un corrent ( 
) acumular-se a través de l’inductor durant un període de temps, indicat per (t). Això es pot expressar amb la següent fórmula: ΔIL / Δt = Vt / L
En el moment en què l'estat ON del transistor estigui a punt de superar-se i el transistor estigui a punt d'apagar-se, el corrent que se suposa que s'acumularà a l'inductor es pot donar mitjançant la següent fórmula:
ΔIL (activat) = 1 / L 0ʃDT
o bé
Amplada = DT (Vi) / L
On D és el cicle de treball. Per entendre la seva definició, podeu consultar el nostre b anterior post relacionat amb el convertidor uck
L denota el valor d’inductància de l’inductor a Henry.
Ara bé, mentre el transistor es troba en estat OFF, i si assumim que el díode ofereix una caiguda de tensió mínima a través d’ell i el condensador C prou gran per poder produir una tensió de sortida gairebé constant, el corrent de sortida (
) es pot deduir amb l’ajut de la següent expressió Vi - Vo = LdI / dt
A més, les variacions actuals (
) que es pot produir a través de l’inductor durant el seu període de descàrrega (estat de transistor apagat) es pot donar com: ΔIL (apagat) = 1 / L x DTʃT (Vi - Vo) dt / L = (Vi - Vo) (1 - D) T / L
Suposant que el convertidor podria funcionar amb condicions relativament estables, es pot suposar que la magnitud del corrent o l'energia emmagatzemada a l'interior de l'inductor durant tot el cicle de commutació (commutació) és estable o a un ritme idèntic:
E = ½ L x 2IL
L'anterior també implica que, atès que el corrent durant tot el període de commutació, o al començament de l'estat ON i al final de l'estat OFF hauria de ser idèntic, el seu valor resultant del canvi en el nivell actual hauria de ser zero, com expressat a continuació:
ΔIL (activat) + ΔIL (desactivat) = 0
Si substituïm els valors de ΔIL (activat) i ΔIL (desactivat) a la fórmula anterior per les derivacions anteriors, obtindrem:
IL (activat) - ΔIL (desactivat) = Vidt / L + (Vi - Vo) (1 - D) T / L = 0
Si simplifiquem més això, es obté el següent resultat: Vo / Vi = 1 / (1 - D)
o bé
Vo = Vi / (1 - D)
L’expressió anterior identifica clarament que la tensió de sortida en un convertidor d’augment serà sempre superior a la tensió d’alimentació d’entrada (en tot el rang del cicle de treball, 0 a 1)
Barregant els termes pels costats de l’equació anterior obtenim l’equació per determinar el cicle de treball en un cicle de treball del convertidor d’augment.
D = 1 - Vo / Vi
Les avaluacions anteriors ens proporcionen les diverses fórmules per determinar els diferents paràmetres implicats en les operacions del convertidor d’augment, que es poden utilitzar eficaçment per calcular i optimitzar un disseny precís del convertidor d’augment.
Calculeu l'etapa de potència del convertidor Boost
Les quatre directrius següents són necessàries per calcular l'etapa de potència del convertidor Boost:
1. Rang de tensió d'entrada: Vin (mín.) I Vin (màxim)
2. Voltatge de sortida mínim: Vout
3. Corrent de sortida més alt: Iout (màx)
4. Circuit IC emprat per construir el convertidor d’augment.
Sovint això és obligatori, simplement perquè s’haurien de fer alguns esquemes dels càlculs que potser no s’esmenten a la fitxa tècnica.
En el cas que aquestes limitacions siguin familiars, l'aproximació de la fase de potència normalment
té lloc.
Avaluació del corrent de commutació més alt
El pas principal per determinar el corrent de commutació seria esbrinar el cicle de treball, D, per a la tensió d’entrada mínima. S’utilitza una tensió d’entrada mínima bàsica perquè es tradueix en el corrent de commutació més alt.
D = 1 - {Vin (min) x n} / Vout ---------- (1)
Vin (min) = tensió d'entrada mínima
Vout = tensió de sortida necessària
n = eficiència del convertidor, p. el valor previst pot ser del 80%
L'eficiència es posa en el càlcul del cicle de treball, simplement perquè el convertidor és necessari per presentar també la dissipació de potència. Aquesta estimació ofereix un cicle de treball més assenyat en comparació amb la fórmula sense el factor d’eficiència.
Possiblement hem de permetre una tolerància estimada del 80% (això podria no ser pràctic per a un augment)
convertidor en el pitjor dels casos), s’ha de tenir en compte o, possiblement, fer referència a la secció Característiques convencionals del full de dades del convertidor seleccionat
Càlcul del corrent d’ondulació
L'acció següent per calcular el corrent de commutació més alt seria esbrinar el corrent d'ondulació de l'inductor.
En el full de dades del convertidor, normalment es fa referència a un inductor específic o a diversos inductors per treballar amb el CI. Per tant, cal utilitzar el valor d’inductor suggerit per calcular el corrent d’ondulació, si no es presenta res al full de dades, l’estimat a la llista d’inductors.
S l'elecció d'aquesta nota d'aplicació per calcular l'etapa de potència del convertidor Boost.
Delta I(l) = {Vin(min) x D} / f(s) x L ---------- (2)
Vin (min) = tensió d'entrada més petita
D = cicle de treball mesurat a l’equació 1
f (s) = freqüència de commutació més petita del convertidor
L = valor d’inductor preferit
Posteriorment, s'ha d'establir si el CI preferit pot proporcionar la sortida òptima
actual.
Iout (màx) = [I lim (min) - Delta I (l) / 2] x (1 - D) ---------- (3)
I lim (min) = valor mínim del
restricció actual del commutador implicat (ressaltat a les dades
full)
Delta I (l) = corrent d'ondulació de l'inductor mesurat en l'equació anterior
D = cicle de treball calculat en la primera equació
En cas que el valor estimat del corrent de sortida òptim de l’IC decidit, Iout (màxim), sigui inferior al corrent de sortida més gran que s’espera del sistema, realment cal emprar un IC alternatiu amb un control de corrent de commutador una mica més alt.
A condició que el valor mesurat per Iout (màxim) sigui probablement una ombra inferior a l'esperat, és possible que pugueu aplicar el CI reclutat amb un inductor amb inductància més gran sempre que estigui a la sèrie prescrita. Una inductància més gran disminueix el corrent ondulat, per tant, millora el corrent màxim de sortida amb el CI específic.
Si el valor establert és superior al millor corrent de sortida del programa, es calcula el corrent de commutació més gran de l’equip:
Isw (màx) = Delta I (L) / 2 + Iout (màx) / (1 - D) --------- (4)
Delta I (L) = corrent d’ondulació de l’inductor mesurat en segona equació
Iout (màx), = corrent de sortida òptim essencial a la utilitat
D = cicle de treball mesurat anteriorment
En realitat, és el corrent òptim, es requereix que s’indiqui l’inductor, els commutadors inclosos, a més del díode extern.
Selecció d’inductors
De vegades, les fitxes proporcionen nombrosos valors d’inductor recomanats. Si aquesta és la situació, voldreu preferir un inductor amb aquest rang. Com més gran sigui el valor de l’inductor, augmentarà el corrent de sortida màxim principalment a causa de la disminució del corrent d’ondulació.
Si es redueix el valor de l’inductor, es redueix la mida de la solució. Tingueu en compte que l’inductor hauria d’incloure invariablement una millor corrent nominal en comparació amb el corrent màxim especificat a l’equació 4 a causa del fet que el corrent s’accelera amb la reducció de la inductància.
Per als elements en què no es distribueix cap inductor, la imatge següent és un càlcul fiable per a l’inductor adequat
L = Vin x (Vout - Vin) / Delta I (L) x f (s) x Vout --------- (5)
Vin = tensió d'entrada estàndard
Vout = tensió de sortida preferida
f (s) = freqüència de commutació mínima del convertidor
Delta I (L) = corrent d'ondulació de l'inductor projectat, observeu a continuació:
El corrent d'ondulació de l'inductor simplement no es pot mesurar amb la primera equació, només perquè l'inductor no és reconegut. Una aproximació sonora per al corrent d’ondulació de l’inductor entre el 20% i el 40% del corrent de sortida.
Delta I (L) = (0,2 a 0,4) x Iout (màx) x Vout / Vin ---------- (6)
Delta I (L) = corrent d’ondulació de l’inductor projectat
Iout (màx) = sortida òptima
actual requerit per a l'aplicació
Determinació del díode rectificador
Per reduir les pèrdues, els díodes Schottky realment han de ser considerats una bona opció.
La qualificació de corrent d’avanç que es considera necessària és igual al corrent de sortida màxim:
I (f) = Iout (màx) ---------- (7)
I (f) = típic
corrent directe del díode rectificador
Iout (màx) = corrent de sortida òptim important al programa
Els díodes Schottky inclouen una puntuació de corrent de pic considerablement més alta en comparació amb la normal. Per això, l'augment del pic actual del programa no és una gran preocupació.
El segon paràmetre que s'ha de controlar és la dissipació de potència del díode. Consisteix en manejar:
P (d) = I (f) x V (f) ---------- (8)
I (f) = corrent mitjà avançat del díode rectificador
V (f) = tensió directa del díode rectificador
Configuració del voltatge de sortida
La majoria dels convertidors assignen la tensió de sortida amb una xarxa divisòria resistiva (que es podria incorporaren cas de ser convertidors de tensió de sortida estacionaris).
Amb la tensió de retroalimentació assignada, V (fb) i el corrent de polarització de retroalimentació, I (fb), el divisor de tensió tendeix a ser
calculat.
El corrent amb l'ajut del divisor resistiu pot ser potser aproximadament cent vegades més gran que el corrent de biaix de retroalimentació:
I (r1 / 2)> o = 100 x I (fb) ---------- (9)
I (r1 / 2) = corrent en el transcurs del divisor resistiu a GND
I (fb) = biaix de retroalimentació actual del full de dades
Això augmenta la inexactitud per sota de l'1% en l'avaluació de la tensió. El corrent és, a més, considerablement més gran.
El principal problema amb valors de resistència més petits és una pèrdua de potència augmentada en el divisor resistiu, tret que la rellevància pugui ser una mica elevada.
Amb la convicció anterior, les resistències s’elaboren de la manera següent:
R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (10)
R1 = R2 x [Vout / V (fb) - 1] ---------- (11)
R1, R2 = divisor resistiu.
V (fb) = tensió de retroalimentació del full de dades
I (r1 / 2) = corrent degut al divisor resistiu a GND, establert a l’equació 9
Vout = tensió de sortida prevista
Selecció del condensador d’entrada
El valor mínim del condensador d’entrada sol ser lliurat al full de dades. Aquest mínim valor és vital per a la tensió d’entrada constant com a resultat del requisit previ de corrent pic d’una font d’alimentació de commutació.
El mètode més adequat és fer servir condensadors ceràmics de resistència de sèrie equivalent (ESR) reduïda.
L’element dielèctric ha de ser X5R o superior. En cas contrari, el condensador podria deixar caure la major part de la seva capacitat a causa del biaix de CC o de la temperatura (vegeu les referències 7 i 8).
De fet, es podria augmentar el valor si potser el voltatge d'entrada és sorollós.
Selecció del condensador de sortida
El millor mètode és localitzar condensadors ESR petits per disminuir l’ondulació del voltatge de sortida. Els condensadors ceràmics són els tipus adequats quan l’element dielèctric és del tipus X5R o és més eficientEn el cas que el convertidor tingui una compensació externa, es pot aplicar qualsevol tipus de valor del condensador per sobre del més mínim que es recomanava a la fitxa tècnica, però, d'alguna manera, la compensació ha de ser alterada per a la capacitat de sortida seleccionada.
Amb els convertidors compensats internament, s’han d’acostumar els valors recomanables de l’inductor i del condensador, o bé es podria adoptar la informació del full de dades per adaptar els condensadors de sortida amb la proporció de L x C.
Amb una compensació secundària, les equacions següents poden ajudar-vos a regular els valors del condensador de sortida per a una ondulació de tensió de sortida prevista:
Cout (min) = Iout (màx) x D / f (s) x Delta Vout ---------- (12)
Cout (min) = la capacitat de sortida més petita
Iout (màx) = corrent de sortida òptim de l'ús
D = cicle de treball treballat amb l’equació 1
f (s) = freqüència de commutació més petita del convertidor
Delta Vout = ondulació de la tensió de sortida ideal
L'ESR del condensador de sortida augmenta un guió més ondulat, assignat prèviament a l'equació:
Delta Vout (ESR) = ESR x [Iout (max) / 1 -D + Delta I (l) / 2] ---------- (13)
Delta Vout (ESR) = ondulació de la tensió de sortida alternativa resultant dels condensadors ESR
ESR = resistència en sèrie equivalent del condensador de sortida emprat
Iout (màx) = major corrent de sortida de la utilització
D = cicle de treball calculat a la primera equació
Delta I (l) = corrent d’ondulació de l’inductor de l’equació 2 o de l’equació 6
Equacions per avaluar l'etapa de potència d'un convertidor Boost
Cicle de treball màxim: D = 1 - Vi (mínim) x n / Vout ---------- (14)
Vin (min) = tensió d'entrada més petita
Vout = tensió de sortida esperada
n = eficiència del convertidor, p. aproximadament el 85%
Corrent d'ondulació inductor:
Delta I(l) = Vin(min) x D / f(s) x L ---------- (15)
Vin (min) = tensió d'entrada més petita
D = cicle de treball establert a l’equació 14
f (s) = freqüència de commutació nominal del convertidor
L = valor d’inductor especificat
Corrent de sortida màxim de l'IC nominat:
Iout (màx) = [Ilim (min) - Delta I (l)] x (1 - D) ---------- (16)Ilim (min) = valor més petit del límit actual de la bruixa integral (ofert al full de dades)
Delta I (l) = corrent d’ondulació de l’inductor establert a l’equació 15
D = cicle de treball estimat a l’equació 14
Corrent màxim del commutador específic de l'aplicació:
Isw (màx) = Delta I (l) / 2 + Iout (màx) / (1 - D) ---------- (17)Delta I (l) = corrent d’ondulació de l’inductor estimat a l’equació 15
Iout (màx), = el màxim corrent de sortida possible requerit a la utilitat
D = cicle de treball calculat a l’equació 14
Aproximació de l’inductor:
L = Vin x (Vout - Vin) / Delta I (l) x f (s) x Vout ---------- (18)Vin = tensió d’entrada comuna
Vout = tensió de sortida prevista
f (s) = freqüència de commutació més petita del convertidor
Delta I (l) = corrent d’ondulació de l’inductor projectat, vegeu l’equació 19
Valoració del corrent d'ondulació de l'inductor:
Delta I (l) = (0,2 a 0,4) x Iout (màx) x Vout / Vin ---------- (19)Delta I (l) = corrent d’ondulació de l’inductor projectat
Iout (màx) = corrent de sortida més important important en l'ús
Corrent directe típic del díode rectificador:
I (f) = Iout (màx) ---------- (20)
Iout (màx) = corrent de sortida òptim adequat a la utilitat
Dissipació de potència en díode rectificador:
P (d) = I (f)
x V (f) ---------- (21)
I (f) = corrent normal típic del díode rectificador
V (f) = tensió directa del díode rectificador
Corrent: utilitzant una xarxa divisòria resistiva per al posicionament de la tensió de sortida:
I (r1 / 2)> o = 100 x I (fb) ---------- (22)I (fb) = biaix de retroalimentació actual del full de dades
Valor de la resistència entre el pin FB i el GND:
R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (23)
Valor de la resistència entre el pin FB i el Vout:
R1 = R2 x [Vout / V (fb) - 1] ---------- (24)
V (fb) = tensió de retroalimentació del full de dades
I (r1 / 2) = actual
a causa del divisor resistiu a GND, esbrinat a l’equació 22
Vout = tensió de sortida desitjada
Capacitat de sortida més petita, prèviament assignada al full de dades:
Cout (min) = Iout (màx) x D / f (s) x Delta I (l) ---------- (25)
Iout (màx) = corrent de sortida més alt possible del programa
D = cicle de treball calculat a l’equació 14
f (s) = freqüència de commutació més petita del convertidor
Delta Vout = ondulació de la tensió de sortida esperada
Voltatge de sortida d’excés per ondulació a causa de l’ESR:
Delta Vout (esr) = ESR x [Iout (max) / (1 - D) + Delta I (l) / 2 ---------- (26)
ESR = resistència en sèrie paral·lela del condensador de sortida emprat
Iout (màx) = corrent de sortida òptim de l'ús
D = cicle de treball determinat a l’equació 14
Delta I (l) = corrent d’ondulació de l’inductor de l’equació 15 o de l’equació 19
Anterior: Feu aquest circuit de scooter elèctric / rickshaw Següent: càlcul d’inductors en convertidors Buck Boost
