Com funcionen els circuits Buck-Boost

Tots hem escoltat moltes coses sobre els circuits Buck i Boost i sabem que bàsicament aquests circuits s’utilitzen en dissenys SMPS per augmentar o reduir un voltatge determinat a l’entrada. L’interessant d’aquesta tecnologia és que permet les funcions anteriors amb una generació de calor insignificant que resulta en conversions extremadament eficients.

Què és Buck-Boost, com funciona

Aprenem el concepte a la primera secció sense implicar gaire aspectes tècnics, de manera que sigui més fàcil entendre què és exactament el concepte de buck boost fins i tot per a un principiant.

Entre les tres topologies fonamentals anomenades buck, boost i buck-boost, la tercera és més popular ja que permet utilitzar les dues funcions (buck boost) mitjançant una única configuració només alterant els impulsos d’entrada.

A la topologia Buck-boost tenim principalment un component de commutació electrònic que pot ser en forma de transistor o mosfet. Aquest component es commuta mitjançant un senyal polsant des d’un circuit oscil·lador integrat.

A part del component de commutació anterior, el circuit té com a ingredients principals un inductor, un díode i un condensador.

Totes aquestes parts s’ordenen de la forma que es pot veure al següent esquema:

En referència al diagrama d’augment de dòlars anterior, el mosfet és la part que rep els impulsos que l’obliga a operar en dues condicions: estat ON i estat OFF.

Durant l'estat ON, el corrent d'entrada obté un camí clar a través del mosfet i instantàniament intenta fer-se camí a través de l'inductor, ja que el díode es troba en l'estat de polarització inversa.

L'inductor, a causa de la seva propietat inherent, intenta restringir la inflecció sobtada de corrent i en una resposta compensadora hi emmagatzema una quantitat de corrent.

Ara tan bon punt el mosfet està apagat, passa a l'estat OFF bloquejant qualsevol pas del corrent d'entrada.

De nou, l’inductor no pot fer front a aquest canvi sobtat de corrent d’una magnitud determinada a zero i, en resposta a aquesta compensació, retrocedeix el seu corrent emmagatzemat a través del díode a través de la sortida del circuit.

En el procés, el corrent també s’emmagatzema al condensador.

Durant el següent estat ON del mosfet, el cicle es repeteix com abans, però sense corrent disponible de l’inductor, el condensador descarrega l’energia emmagatzemada a la sortida, cosa que ajuda a mantenir la sortida estable fins al grau optimitzat.

És possible que us pregunteu quin factor decideix els resultats BUCK o BOOST a la sortida? És bastant senzill, depèn de quant de temps es permeti al mosfet romandre en estat ON o OFF.

Amb un augment del temps d’activació dels mosfets, el circuit comença a transformar-se en un convertidor Boost, mentre que el temps d’APAGAT dels mosfets supera el seu temps d’ACTIVACIÓ, el circuit es comporta com un convertidor Buck.

Per tant, l'entrada al mosfet es pot fer a través d'un circuit PWM optimitzat per obtenir les transicions necessàries a través del mateix circuit.

Exploració tècnica de la topologia Buck / Boost en circuits SMPS:

Com es va comentar a la secció anterior, les tres topologies fonamentals que s’utilitzen popularment amb les fonts d’alimentació en mode de commutació són el buck, boost i el buck boosts.

Aquests són bàsicament no aïllats en què l’etapa de potència d’entrada comparteix una base comuna amb la secció de potència de sortida. Per descomptat, també podríem trobar versions aïllades encara que bastant rares.

Les tres topologies expressades anteriorment es poden distingir exclusivament en funció de les seves propietats exclusives. Les propietats es poden identificar com a relacions de conversió de tensió en estat estacionari, la naturalesa dels corrents d’entrada i sortida i el caràcter de l’ondulació del voltatge de sortida.

A més, la resposta en freqüència del cicle de treball a l'execució del voltatge de sortida es pot considerar com una de les propietats importants.

Entre les tres topologies esmentades anteriorment, la topologia buck-boost és la més preferida perquè permet que la sortida funcioni amb tensions inferiors al voltatge d’entrada (mode buck) i també produeixi tensions superiors al voltatge d’entrada (mode boost).

Tanmateix, el voltatge de sortida es pot adquirir sempre amb la polaritat oposada a l'entrada, cosa que no crea cap problema.

El corrent d’entrada aplicat a un convertidor d’augment de pes és la forma d’un corrent polsant a causa del canvi de l’interruptor d’alimentació associat (Q1).

Aquí el corrent canvia de zero a l durant cada cicle d’impulsos. El mateix passa amb la sortida i obtenim un corrent polsant a causa del díode associat que només condueix en una direcció, provocant una situació de pulsació ON i OFF durant el cicle de commutació. .

El condensador és responsable de proporcionar el corrent de compensació quan el díode està en estat apagat o polaritzat invers durant els cicles de commutació.

En aquest article s'explica la funcionalitat d'estat estacionari del convertidor d'augment de dòlar en mode de funcionament en mode continu i discontinu amb formes d'ona exemplars presentades.

La funcionalitat d’intercanvi de tensió de cicle de treball a sortida es presenta després d’una introducció del disseny d’interruptors PWM.

Figura 1: un esquema simplista de l'etapa de potència de reforç amb un bloc de circuits de transmissió afegit. L’interruptor d’alimentació, Q1, és un MOSFET de canal n. El díode de sortida és CR1.

L’inductor, L i el condensador, C, constitueixen el filtre de sortida eficient. El condensador ESR, RC, (resistència de sèrie equivalent) i la resistència de CC de l’inductor, RL, s’analitzen al. La resistència, R, correspon a la càrrega identificada per la sortida de l’etapa de potència.

En el transcurs de la funcionalitat regular de l’etapa de potència de pujada, el Q1 s’encén i apaga constantment amb els temps d’encesa i apagada governats pel circuit de control.

Aquest comportament de commutació permet una cadena de polsos a la unió de Q1, CR1 i L.

Tot i que l’inductor, L, està vinculat al condensador de sortida, C, si només condueix CR1, s’estableix un filtre de sortida L / C amb èxit. Neteja la successió d’impulsos per donar lloc a una tensió de sortida de CC.

Anàlisi d'estat estacionari de la fase Buck-Boost

Una etapa de potència pot funcionar en un entorn de corrent d’inductor continu o discontinu. El mode de corrent d’inductor continu s’identifica pel corrent continu de l’inductor sobre la seqüència de commutació en procés d’estabilitat.

El mode de corrent d’inductor discontinu s’identifica perquè el corrent d’inductor es manté zero durant una secció del cicle de commutació. Comença a zero, s'estén fins a un valor màxim i torna a zero en el curs de cada patró de commutació.

Els dos mètodes diferents s’esmenten amb molt més detall després i es suggereixen models sobre el valor de l’inductor per mantenir un mode de funcionalitat seleccionat a mesura que es presenta la capacitat de càrrega nominal. És bastant favorable que un convertidor tingui un format únic per sobre de les circumstàncies de funcionament previstes, ja que la resposta de freqüència de l'etapa de potència altera substancialment entre les dues tècniques diferents d'operació.

Amb aquesta avaluació, s’utilitza un MOSFET de potència de canal n i el voltatge positiu, VGS (ON), es subministra des de la porta als terminals font de Q1 pel circuit de control per encendre el FET. L’avantatge d’utilitzar un FET de canal n és el seu RDS inferior (activat), però el circuit de control és complicat perquè es fa necessària una unitat suspesa. Per a les mateixes dimensions del paquet, un FET de canal p posseeix un RDS (activat) més alt, tot i que normalment no necessita un circuit de disc flotant.

El transistor Q1 i el díode CR1 s’il·lustren dins d’un esquema de línia discontínua amb terminals etiquetats a, p, i c. Es discuteix a fons a la part de modelització de l'etapa de potència Buck-Boost.

Anàlisi del mode de conducció contínua en estat estacionari Buck-Boost

A continuació es descriu l’augment de dòlars que treballa en el mètode d’operació en estat estacionari en conducció contínua. L’objectiu principal d’aquest segment seria presentar una derivació de la relació de transformació de voltatge per a l’etapa de potència de buck-boost en mode de conducció contínua.

Això serà significatiu, ja que indica la forma en què el voltatge de sortida està determinat pel cicle de treball i la tensió d’entrada o, al contrari, com es podria determinar el cicle de treball en funció de la tensió d’entrada i la tensió de sortida.

L’estat estacionari significa que la tensió d’entrada, la tensió de sortida, el corrent de càrrega de sortida i el cicle de treball són constants en lloc de variar. Les majúscules se solen proporcionar a etiquetes variables per suggerir una magnitud d'estat estacionari. En mode de conducció contínua, el convertidor Buck-Boost pren un parell d'estats per cicle de commutació.

L'estat ON està cada vegada que Q1 està ON i CR1 està OFF. L'estat OFF està cada vegada que Q1 està OFF i CR1 està ON. Un circuit lineal fàcil podria simbolitzar cadascun dels dos estats en què els commutadors del circuit se substitueixen pel seu circuit coincident al llarg de cada estat. El diagrama de circuits de cadascuna de les dues condicions es presenta a la figura 2.

El període de la condició ON és D × TS = TON en el qual D és el cicle de treball, fixat pel circuit de transmissió, representat en forma d’una relació del període d’interruptor ON al període d’una única seqüència de commutació completa, Ts.

La longitud de l'estat OFF es coneix com a TOFF. Com que es poden trobar només un parell de condicions per cicle de commutació per al mode de conducció contínua, TOFF és igual a (1-D) × TS. La magnitud (1 − D) es denomina ocasionalment D ’. Aquests períodes es presenten juntament amb les formes d'ona de la figura 3.

Observant la figura 2, en el curs de l’estat ON, Q1 ofereix una resistència reduïda, RDS (on), des del seu drenatge fins a la font i manifesta una caiguda de tensió menor de VDS = IL × RDS (on).

A més, hi ha una petita caiguda de tensió a la resistència de CC de l’inductor igual a IL × RL.

D'aquesta manera, la tensió d'entrada, VI, menys dèficits (VDS + IL × RL), es posa a través de l'inductor, L. CR1 està DESACTIVAT en aquest període, ja que es polaritzaria inversament.

El corrent inductor, IL, passa del subministrament d’entrada, VI, per Q1 i a terra. En el curs de l'estat ON, la tensió que es posa a través de l'inductor és constant i la mateixa que VI - VDS - IL × RL.

Seguint la norma de polaritat de la IL actual presentada a la figura 2, el corrent d’inductor augmenta a causa de la tensió executada. A més, com que la tensió aplicada és fonamentalment consistent, el corrent d’inductor augmenta linealment. Aquest augment del corrent d’inductor en el transcurs del TON es mostra a la figura 3.

El nivell en què augmenta el corrent d’inductor es determina generalment utilitzant una forma de la coneguda fórmula:

La pujada del corrent d’inductor en el curs de l’estat ON es presenta com:

Aquesta magnitud, ΔIL (+), s’anomena corrent d’ondulació inductor. A més, observeu que a través d’aquest interval, cada bit de corrent de càrrega de sortida entra pel condensador de sortida, C.

En referència a la figura 2, mentre Q1 està DESACTIVAT, ofereix una impedància augmentada des del desguàs fins a la font.

En conseqüència, com que el corrent que funciona a l’inductor L no es pot ajustar instantàniament, el corrent canvia de Q1 a CR1. Com a resultat del corrent reductor de l’inductor, la tensió a través de l’inductor inverteix la polaritat fins que el rectificador CR1 es converteix en polaritzat cap endavant i s’encén.

La tensió connectada a través de L es converteix en (VO - Vd - IL × RL) en què la magnitud, Vd, és la caiguda de tensió directa de CR1. El corrent inductor, IL, en aquest punt passa del condensador de sortida i de la disposició de la resistència de càrrega a través de CR1 i a la línia negativa.

Tingueu en compte que l’alineació de CR1 i el recorregut de la circulació de corrent a l’inductor significa que el corrent que funciona al condensador de sortida i l’agrupació de resistències de càrrega condueix a VO a ser un voltatge menys. En el curs de l’estat OFF, la tensió connectada a través de l’inductor és estable i la mateixa que (VO - Vd - IL × RL).

Conservant la nostra convenció de polaritat de la mateixa manera, aquesta tensió connectada és menys (o inverteix la polaritat de la tensió connectada en el transcurs del temps ON), a causa del fet que la tensió de sortida VO és negativa.

Per tant, el corrent d’inductor baixa durant tot el temps d’APAGAT. A més, com que la tensió connectada és bàsicament constant, el corrent d’inductor es redueix linealment. Aquesta reducció del corrent d’inductor en el curs de TOFF s’esbossa a la figura 3.

La reducció del corrent d’inductor a través de la situació OFF és proporcionada per:

Aquesta magnitud, ΔIL (-), es pot anomenar el corrent d’ondulació de l’inductor. En situacions d'estat estable, la pujada actual, ΔIL (+), en el transcurs del temps ON i la reducció actual a través del temps OFF, ΔIL (-), ha de ser idèntica.

O bé, el corrent d’inductor podria oferir un augment o reducció global de cicle a cicle que no seria una condició de condició estable.

Per tant, ambdues equacions es poden equiparar i treballar perquè VO adquireixi la forma de conducció contínua de la filiació de canvi de tensió buck-boost:

Determinant per a VO:

A més, substituint TS per TON + TOFF i emprant D = TON / TS i (1 − D) = TOFF / TS, l'equació d'estat estacionari per VO és:

Tingueu en compte que, en simplificar l’anterior, se suposa que TON + TOFF és similar a TS. Això només pot ser genuí per al mode de conducció contínua, tal com descobrirem en l'avaluació del mode de conducció discontínua. En aquest punt s’hauria de fer un control essencial:

Fixar els dos valors de ΔIL a la paritat és exactament igual a allunyar els volt-segons de l’inductor. Els volts-segons emprats a l’inductor són el producte de la tensió emprada i del període en què s’aplica la tensió.

Aquesta pot ser la forma més eficaç d’estimar magnituds no identificades, per exemple VO o D pel que fa als paràmetres de circuit comuns, i aquest enfocament s’utilitzarà amb freqüència en aquest article. L’estabilització de volts-segon a l’inductor és un requisit natural i s’ha de percebre almenys addicionalment com a llei d’Ohms.

En les equacions anteriors per a ΔIL (+) i ΔIL (-), es suposava que la tensió de sortida era coherent sense cap tensió d'ondulació de CA durant tot el temps ON i el període OFF.

Es tracta d’una simplificació acceptada i comporta un parell de resultats individuals. En primer lloc, es creu que el condensador de sortida és adequat perquè la seva conversió de voltatge sigui mínima.

En segon lloc, es considera que la tensió del condensador ESR és mínima. Aquests supòsits són legítims, ja que la tensió ondulada de CA serà sensiblement inferior a la part de CC de la tensió de sortida.

L'alteració de la tensió anterior per a VO demostra la veritat que VO es podria modificar ajustant el cicle de treball, D.

Aquesta connexió s'aproxima a zero mentre D arriba prop de zero i augmenta sense destinar-se a la mesura que D s'aproxima a 1. Una simplificació típica considerem que VDS, Vd i RL són prou petits per descuidar-los. Establint VDS, Vd i RL a zero, la fórmula anterior es simplifica notablement per:

Un mètode qualitatiu menys complicat per imaginar el funcionament del circuit seria contemplar l’inductor com una part d’emmagatzematge de potència. Cada vegada que Q1 està activat, s’aboca energia sobre l’inductor.

Mentre Q1 està apagat, l’inductor subministra part de la seva energia al condensador de sortida i a la càrrega. La tensió de sortida es regula establint el temps d’intervenció de Q1. Per exemple, en augmentar el temps d’intervenció de Q1, s’amplifica la quantitat de potència enviada a l’inductor.

Posteriorment, s’envia energia addicional a la sortida durant el temps d’aturada de Q1 provocant un augment de la tensió de sortida. A diferència de l'etapa de potència del buck, la magnitud típica del corrent inductor no és la mateixa que la del corrent de sortida.

Per associar el corrent d’inductor al corrent de sortida, observant les figures 2 i 3, observeu que el corrent d’inductor a la sortida només es troba en l’estat apagat de l’etapa de potència.

Aquest corrent promediat en tota una seqüència de commutació és el mateix que el corrent de sortida, ja que el corrent aproximat al condensador de sortida hauria de ser equivalent a zero.

La connexió entre el corrent inductor mitjà i el corrent de sortida per a l’etapa de potència de pujada en mode continu és proporcionada per:

Un altre punt de vista significatiu és el fet que el corrent típic d’inductor és proporcional al corrent de sortida i, com que el corrent d’ondulació de l’inductor, ΔIL, no té relació amb el corrent de càrrega de sortida, els valors mínims i els més alts del corrent d’inductor segueixen amb precisió el corrent mitjà d’inductor.

Com a exemple, si el corrent mitjà d’inductor disminueix en 2A a causa d’una reducció del corrent de càrrega, en aquest cas els valors més baixos i més elevats del corrent d’inductor es redueixen en 2A (tenint en compte el mode de conducció continuada).

L'avaluació final va ser per a la funcionalitat de l'etapa de potència de pujada de buck en mode de corrent inductor continu. El següent segment és una explicació de la funcionalitat d'estat estacionari en mode de conducció discontínua. El resultat principal és una derivació de la relació de conversió de voltatge per a l'etapa de potència de buck-boost del mode de conducció discontínua.

Avaluació del mode de conducció discontínua en estat estacionari Buck-Boost

En aquest punt examinem què passa quan es redueix el corrent de càrrega i el mode de conducció passa de continu a discontinu.

Recordeu que per al mode de conducció contínua, el corrent mitjà d’inductor rastreja el corrent de sortida, és a dir, en cas que el corrent de sortida es redueixi, en aquest cas també ho farà el corrent mitjà d’inductor.

A més, els pics més baixos i més alts del corrent d’inductor persegueixen amb precisió el corrent d’inductor mitjà. En cas que el corrent de càrrega de sortida es redueixi per sota del nivell de corrent fonamental, el corrent d’inductor seria zero per a una part de la seqüència de commutació.

Això es desprèn de les formes d'ona presentades a la figura 3, perquè el nivell de pic a pic del corrent d'ondulació no pot alterar-se amb el corrent de càrrega de sortida.

En una etapa de potència de pujada, si el corrent d’inductor intenta baixar de zero, simplement s’atura a zero (a causa del moviment de corrent unidireccional a CR1) i continua allà fins a l’inici de l’acció de commutació posterior. Aquest mode de treball es coneix com a mode de conducció discontinu.

Un funcionament en fase de potència del circuit d’augment de dòlar en format de conducció discontínua té tres estats distintius a través de cada cicle de commutació en contrast amb 2 estats per al format de conducció contínua.

A la figura 4 es presenta l’estat de corrent d’inductor en què l’etapa de potència es troba a la perifèria entre la configuració contínua i la discontínua.

En això, el corrent inductor simplement col·lapsa a zero mentre el següent cicle de commutació comença just després que el corrent assoleixi zero. Observeu que els valors de IO i IO (Crit) es presenten a la figura 4 ja que IO i IL inclouen polaritats oposades.

Una reducció més gran del corrent de càrrega de sortida estableix l’etapa de potència en un patró de conducció discontinu. Aquesta condició es dibuixa a la figura 5.

La resposta de freqüència de l'etapa de potència en mode discontinu és força diferent de la resposta en freqüència de mode continu que es presenta al segment de modelització de l'etapa de potència Buck-Boost. A més, la connexió d'entrada a sortida és bastant diversa tal com es presenta en aquesta derivació de pàgina:

Per iniciar la derivació de la relació de canvi de voltatge de l'etapa de potència del mode de conducció discontínua en mode de conducció discontínua, recordeu que teniu tres estats distintius que el convertidor considera a través de la funcionalitat del mode de conducció discontínua.

L'estat ON és quan Q1 està ON i CR1 està OFF. L'estat OFF és quan Q1 està OFF i CR1 està ON. La condició IDLE és quan cada Q1 i CR1 estan DESACTIVATS. Les dues condicions inicials s’assemblen molt a la situació del mode continu i els circuits de la figura 2 són rellevants a part de TOFF ≠ (1 − D) × TS. La resta de la seqüència de commutació és l'estat IDLE.

A més, la resistència de corrent continu de l’inductor de sortida, la caiguda de tensió directa del díode de sortida i la caiguda de voltatge de l’estat ON de MOSFET solen ser prou mínimes per passar per alt.

El període de temps de l’estat ON és TON = D × TS on D és el cicle de treball, fixat pel circuit de control, indicat com una relació del temps d’activació al temps d’una seqüència de commutació completa, Ts. La longitud de l'estat OFF és TOFF = D2 × TS. El període IDLE és la resta del patró de commutació que es presenta com TS - TON - TOFF = D3 × TS. Aquests períodes es presenten amb les formes d’ona de la figura 6.

Sense comprovar la descripció completa, les equacions per a la pujada i baixada del corrent d’inductor s’enumeren a continuació. L’augment del corrent d’inductor en el curs de l’estat ON és emès per:

La quantitat de corrent d'ondulació, ΔIL (+), és igualment el corrent de pic inductor, Ipk ja que en mode discontinu, el corrent comença a 0 cada cicle. La reducció del corrent de l'inductor en el curs de l'estat OFF es presenta:

Igual que la situació del mode de conducció contínua, l’augment actual, ΔIL (+), en el transcurs del temps d’ACTIVACIÓ i la reducció actual mentre que en el temps OFF, OFFIL (-), són idèntics. Per tant, aquestes dues equacions es podrien equiparar i abordar perquè VO adquireixi la inicial de dues equacions que s’utilitzaran per resoldre la relació de conversió de voltatge:

A continuació, determinem el corrent de sortida (el voltatge de sortida VO dividit per la càrrega de sortida R). És la mitjana d'una seqüència de commutació del corrent inductor en aquell moment en què CR1 es converteix en conductor (D2 × TS).

Aquí, substituïu la connexió per IPK (ΔIL (+)) a l'equació anterior per adquirir:

Per tant, tenim dues equacions, una per al corrent de sortida (VO dividit per R) acabada de derivar i una per al voltatge de sortida, ambdues pel que fa a VI, D i D2. En aquest punt, desglossem cada fórmula de D2 i fixem les dues equacions a l’una amb l’altra.

Utilitzant l’equació resultant, es podria obtenir una il·lustració del voltatge de sortida, VO. La filiació de la transformació de la tensió buck-boost del mode de conducció discontínua està escrita per:

La connexió anterior mostra una de les principals diferències entre els dos modes de conducció. Per al mode de conducció discontínua, la relació de canvi de voltatge és una funció de la tensió d'entrada, el cicle de treball, la inductància de l'etapa de potència, la freqüència de commutació i la resistència de càrrega de sortida.

Per al mode de conducció contínua, la connexió de canvi de voltatge només està influenciada pel voltatge d’entrada i el cicle de treball. En les aplicacions tradicionals, l'etapa de potència de pujada es realitza en una opció entre el mode de conducció contínua o el mode de conducció discontínua. Per a un ús específic, s’escull un mode de conducció mentre l’etapa de potència es va fer per mantenir el mateix mode.